赵 克， 王广林， 孙 力

(1.哈尔滨工业大学机电工程学院，黑龙江哈尔滨 150001;

2.哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院，黑龙江哈尔滨 150001)

0 引言

多电平变换器和两电平变换器相比，具有输出电压谐波分量小，能用低压器件输出高等级电压、dU/dt小等诸多优点，适合于高压大容量工业领域。根据主电路拓扑结构，级联型多电平逆变器可分为二极管箝位型、电容钳位型和单元级联型等三类［1-2］。

单元级联型结构通常基于传统的三电平逆变器单元，因此主电路拓扑结构非常简单，功率单元采用模块化结构，每个逆变桥由相互独立的直流电压源供电，不存在中性点电压不平衡问题。单元级联技术降低了逆变系统对开关器件的耐压要求，同时获得了更高的等效开关频率，大大降低了开关损耗，进一步改善了输出波形。

为了提高电压利用率，改善谐波特性，SVPWM可以应用于级联型逆变器。二极管嵌位型三电平和H单元二电平SVPWM的相关研究已有很多文献［3-6］。本文把三电平SVPWM、数字移相技术及矢量控制结合应用于级联型逆变系统。

1 H单元三电平SVPWM

H桥型拓扑结构被广泛应用于级联式结构，如图1所示。

图1 三电平逆变器主电路结构

该三电平逆变器每相电压输出有3种状态:－1，0，1，三相输出共27种状态，其中包括6个长矢量，6个中矢量，12个短矢量和3个零矢量。长矢量 U7、U9、U11、U13、U15、U17将空间矢量图分为Ⅰ～Ⅵ六个正三角形扇区，每个扇区又被中矢量和短矢量分割成4个小三角形。图2为三电平逆变器电压输出空间矢量图。

图2 三电平逆变器电压空间矢量图

零输出状态具有(000)、(111)、(－1－1－1)三种组合，因此，实际输出的状态组合将大大增加，为便于分析，仍认为零状态只有一种开关组合。

三电平SVPWM法的步骤如下:

(1)确定参考电压矢量Uref;

(2)确定参考电压矢量Uref所在大扇区;

(3)确定Uref所在小扇区;

(4)确定实际作用的电压矢量及其顺序;

(5)确定实际电压矢量的作用时间。

实际上，SVPWM的实现有很多方法，文献［5，7］提到的方法均可实现。为了改善输出特性，减少共模电压，通常矢量电平不能从－1到1或从－1到0直接变化，而需经零状态过渡，采用同一个三角形上的小矢量可以避免扇区切换时发生矢量突变。各矢量确定后，依据临近三矢量合成原则及伏秒平衡的原则，可得矢量作用时间。

假设参考电压矢量由Ua、Ub、Uc三个电压矢量合成，利用式(1)可计算各矢量的作用时间。

式中，Ta、Tb、Tc分别为矢量 Ua、Ub、Uc作用时间，Ts为空间矢量控制周期，可得到该三角形内各矢量作用时间。其作用时间受级联单元直流母线电压和调制系数的影响。

再由对称性可得其他5个扇区矢量作用时间。采用归一化算法，将上述各计算公式中θ分别用 θ+60°，θ+120°，θ+180°，θ+240°，θ+300°来代替，即可计算出整个空间的矢量合成时间。

2 级联型三单元移相式SVPWM

目前广泛应用的单元级联型多电平逆变器采用若干个具有独立直流电源的低压逆变功率单元直接串联的方式实现高压输出，当逆变器级联的功率单元数为N，且各单元均工作在三电平输出状态，其输出的相电压电平数为2N+1，即为七电平。

三单元级联逆变电路的电压空间矢量可分为六大扇区，每扇区包含(N－1)2=4个小三角形，而电压矢量数多达27个，电压矢量选择和矢量作用时间的计算极为复杂［7］。若由对三电平逆变器的分析扩展开，对于图3中的N单元级联逆变电路，每单元仍可视为一个三电平结构，单元级联电路也可采用上述SVPWM的调制方法。

图3 N单元级联逆变器

如果N单元输出的电压矢量相位相同，则逆变器输出电压只是在幅值增加，波形仍为三电平。借鉴载波移相SPWM的调制思想，保证相邻的两个单元电压矢量有一个固定的相位差，使每相N单元的各矢量作用顺序一致，就可以生成多电平波形。设空间矢量的采样时间为Ts，采用上述空间矢量调制方法，N单元级联逆变电路各单元矢量作用时间的差值为Ts/N。

若采用微处理器实现移相式SVPWM矢量控制，主DSP只需负责一个三电平逆变单元的矢量计算，其他(N－1)单元的矢量控制信号由FPGA进行移相。数字移相一般采用延时方法，以延时的长短来决定两数字信号间的相位差，当SVPWM的控制周期为Ts时，FPGA芯片将PWM控制信号延时Ts/N，2Ts/N，…(N－1)Ts/N，从而得到第二、三、…第N级功率单元的SVPWM控制信号。对于三单元级联型逆变器，PWM分配板的每相三路PWM输出相位差为2π/3。

3 基于双处理器的移相式SVPWM级联三电平H单元矢量控制系统设计

单元级联型逆变器采用按转子磁场定向的矢量控制，磁场定向依据Ψrt=0的约束条件。转子磁链和机械角速度满足式(2)。根据电流模型法，可得到转子磁链幅值和空间位置角。

系统控制原理图如图4所示，采用双闭环结构。

图4 级联三电平SVPWM的矢量控制系统

控制系统硬件电路主要包括功率单元、DSP主控制板、PWM分配板及其他外围电路。主控制板以TI公司TMS320LF2812芯片为核心，实现矢量控制并输出一单元三电平SVPWM信号;PWM分配板采用 Altera公司 Cyclone芯片EP1C6Q240C8，接收主控制板输出的PWM信号并对其移相，实现移相式SVPWM输出;功率驱动采用SEMIKRON公司的IGBT双管模块。

主控制板DSP矢量控制程序采用汇编语言编写，包括主程序和中断服务子程序(见图5)。主程序完成初始化;中断服务子程序是本程序的核心，包括电流采样环节、转速测试环节、坐标变换环节、转子磁链位置估算环节和 PI调节及SVPWM生成等环节。

PWM分配板载FPGA芯片采用原理图法和VHDL语言混合编程实现PWM脉冲移相多路输出。对于N单元级联叠加的逆变器，每相PWM脉冲序列相位相差2π/N。

4 系统仿真及试验结果

图5 DSP中断服务子程序流程图

利用MATLAB的Simulink仿真工具对本文所提出的基于移相式SVPWM的级联型多电平矢量控制系统进行仿真。仿真用电机型号为JSQ1512－6，该电机参数如下:额定电压Un=6 000 V，额定电流In=88 A，额定功率Pn=780 kW，额定频率fn=50 Hz，极对数P=3，额定转速nn=990 r/min，效率 η=0.94，功率因数 cos φ =0.90，起动转矩倍数为 1.5，最大转矩倍数为2.1，转动惯量Jn=100 kg·m2。仿真参数如下:给定转速1 000 r/min，级联单元电压为1 000 V，负载转矩TL=7 000 N·m，在t=10 s后增大负载转矩到TL=9 000 N·m，仿真时间为15 s。此条件下的相电压、线电压、电流和转速等如图6所示。

为检验级联型矢量控制系统设计的正确性和可行性，根据设计思想搭建小功率模拟试验平台，并在平台上进行了小功率试验。所选电机型号为 YTSZ90，电机参数如下:Un=380 V，In=3 A，Pn=1.1 kW，P=2，nn=1 415 r/min，J=0.003 kg·m2，Tn=7.0 N·m，Rs=3.2 Ω，Rr=4.56 Ω，Ls=0.386 H，Lr=0.712 H，Lm=0.375 H，TL=5.0 N·m。功率单元采用三菱公司PS21869的IPM模块，额定电压600 V，额定电流可达50 A，单个IPM模块就能驱动3.7 kW的电机，满足小功率平台上的电机驱动要求。模仿大功率情况，将逆变器开关的最高频率设为1 kHz。电机转速设为n=1 200 r/min时，三单元级联叠加输出的电压、电流波形如图7所示。

图6 级联型逆变器矢量控制系统仿真波形

可以看出，三单元级联型逆变器相电压波形为七电平，线电压波形为十三电平，线电流波形呈现较好的正弦特性，表明本文提出的基于移相式SVPWM的级联多电平矢量控制系统是正确和可行的。

图7 级联型矢量控制系统实验波形

5 结语

本文讨论的级联多电平逆变系统移相式SVPWM方法，解决了以往控制算法存在的电压矢量选择困难和计算复杂的问题，也解决了传统移相式SPWM应用于级联型矢量控制系统存在的电压利用率较低的缺点。采用DSP芯片实现的转子磁场定向矢量控制算法，实现了移相式SVPWM输出。采用DSP与FPGA双处理器结合的方法，具有计算速度快、可靠性高等优点，经仿真和试验验证，该系统是可行的。

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