吴胜华 权建洲 钟炎平 吴保芳

（空军预警学院 武汉 430019）

1 引言

HF-L（High-Frequency Link）正弦波逆变器由于剔除了工频变压器使得装置能够高频化、小型轻量化，并且能量可以双向流动。所以自20 世纪70年代初提出之后，40年来一直是人们研究的热点之一[1-4]。众所周知，本世纪面临着能源与材料紧缺的严峻挑战，深入研究高频链正弦波逆变器对于节能降耗有着重要的意义。然而，同矩阵变换器一样，双向开关的安全换流始终是阻碍其大功率实用化的技术难点[5]。针对这个问题国内外学者进行了大量的卓有成效地研究。文献[6-8]研究了基于SPWPM（正弦脉宽脉位调制）的控制策略，前端（高频变压器一次侧）调制，后端（高频变压器二次侧）采用桥式或全波式解调的拓扑方案。其优点是双向开关为ZVS，因滤波电感续流困难，存在电压过冲；文献[9]提出了6 种电路拓扑，均采用前端高频逆变等宽方波，后端移相SPWM 控制。借助周波变换器的换流重叠和输出电流的极性选择，使双向开关为ZCS。但存在电压、电流波形过零点的畸变，且换流重叠不易控制等问题。

本文在上述研究的基础上，基于前端调制，后端解调的思想，将常规SPWM 信号经适当的逻辑处理后作为高频逆变器的驱动信号，产生MSPWM 高频脉冲波；后端采用一种新的电路拓扑——倍流同步式整流电路[10]作为解调周波变换器，使之具有前几种拓扑所有优点，并能使前、后端所有的功率开关为软开关：自然换流，无固有的浪涌电压、电流。负载的适应面宽；控制简单，使用双向开关少。本文对此进行了理论分析，并给出了仿真及实验结果。

2 新的电路拓扑

新的电路拓扑如图1 所示。VT1～VT4组成高频逆变器，用以产生高频、高压 MSPWM 脉冲序列（uab），通过高频变压器传输到二次侧的CDSC（Current Doubler Synchronous Cycloconverter）。双向开关S11、S21为解调开关，其组成方式如图1 右侧所示。解调后的SPWM 脉冲，由Lf1、Lf2、Cf滤波便得到需要的正弦波输出。与其他周波变换器相比有以下特点：①高频变压器无中心抽头，二次侧为单绕组，制作方便；②滤波电感电流近似为输出电流的一半。虽然有两个滤波电感，但其磁心及绕组线径比用一个滤波电感要小；③利用两个滤波电感的储能可以在很宽的负载范围内使VT1～VT4为ZVS；S④11(S21)导通时除提供负载电流通道外，还为电感Lf2（Lf1）提供续流通道，实现两个电感的自然换流。因而开关两端无电压过冲；S⑤11、S21为ZVS，且无需换流重叠时间。因而无换相重叠引起的电流过冲。

图1 全桥、CDSC 式拓扑Fig.1 Topology of full-bridge/CDSC

3 工作原理分析

图2 为HF-L 正弦波逆变器的工作波形。各信号波形的时序及相位关系如图所示。其中VP、VN为S11、S21的驱动信号，占空比0.5，且互为反相。高频逆变器驱动信号的逻辑表达式如下：

图2 主要工作波形Fig.2 Key working waveforms

3.1 高频逆变器输出频谱

逆变输出的uab为MSPWM 高频交流脉冲波，其傅里叶贝塞尔级数表达式为[7]

式中，Jk()为k阶贝塞尔函数；ω0、ωc分别为调制波角频率和载波角频率；ma为幅度调制比；n为谐波分组序号；k为谐波序号。式（2）表明，uab不含ω0的低次谐波及ωc的整数倍谐波。高频分量集中在以nωc/2 为中心的各组谐波中，其边频分量（和频与差频）于中心两边对称分布。最低组（n=1）谐波在ωc/2 处。谐波的幅值为4UdJk(nπma/2)/nπ。第2 类贝塞尔函数通常六阶之后的边频分量已衰减为零，因此uab可以用高频变压器传输。

3.2 CDSC 输出频谱

周波变换器的作用是将MSPWM 波解调（恢复）为SPWM 波。图2 中uco、udo为解调后的SPWM 脉冲波序列。其傅里叶贝塞尔级数如下

式中，Us为二次脉冲电压幅值；第一项为期望的基波分量，说明调制波（基波）分量得到了恢复；第二项为谐波分量。

3.3 工作模式分析

图3 为CDSC 原理波形。分析之前作以下假定：①所有功率开关、快恢复二极管、电感、电容及变压器均为理想器件。一二次侧匝比N=1；②滤波电感、电容充分大，Lf1=Lf2=Lf。在一个开关周期内Cf两端电压u0基本维持不变；③功率开关在其驱动信号的高电平开通，低电平关断；④ZL为感性负载。以CDSC的驱动时序为基准，有6 种工作模式。

图3 周波变换器原理波形Fig.3 Principle waveforms of cycloconverter

（1）工作模式1[t1～t2]（等效电路见图4a）

[4]郑通涛：《汉语国际教育与文化传承、文化传播的协同创新——在2013年东亚汉学学会第四届学术年会暨首届新汉学国际学术研讨会上的发言》，《海外华文教育》2013年第4期。

t=t1，sn1、sn2高电平，VD2（VT2反偏截止）、VT4导通，ip为续流状态，uab=us=0；VN高电平，VP低电平。S11零电压导通，S21零电压分断，S11、S21之间换流。iLf1、iLf2分别从iLf1(t1)、iLf2(t1)继续线性下降。iLf1沿S11之VTN1、VDN1及负载续流。iLf2则沿VTN1、VDN1、负载和变压器二次续流。其电流方程为

（2）工作模式2[t2～t3]（等效电路见图4b）

t=t2，sn2低电平，VT4关断。死区时间td内VT3尚未开通，ip经VD2、VD3向Ud反馈。td之后sp2高电平，VT3零电压开通。VT2模式1 已开通。uab的极性改变。S11也于模式1 已开通，脉冲m1经Lf2向负载、Cf提供能量，iLf2线性增加。t=t3，iLf2=iLf2max(t3)。iLf1沿原路径继续向负载释放能量，线性减小。其电流方程为

（3）工作模式3[t3～t4]（等效电路见图4c）

t=t3，sn1低电平，VT2关断。类似模式2的VT3、VT4换流过程，td之后VT1零电压导通。VT1、VT3导通，ip沿VT3、VD1续流，uab、ucd均为零。iLf2由最大值与iLf1各自沿原路径线性下降，向负载释放能量。其电流方程为

（4）工作模式4[t4～t5]（等效电路见图4d）

t4～t5前端工作状态不变。t=t4，VN低电平，VP高电平。S11零电压断开，S21零压导通，两者换流。iLf2经负载、S21之VTP2、VDP2续流；而iLf1则经负载、VTP2、VDP2变压器二次续流，向负载释放能量并线性下降。uab、ucd均为零，iLf1、iLf2类似模式1。

（5）工作模式5[t5～t6]（等效电路见图4e）

t=t5，sp2低电平，VT3截止。ip沿VD4、VD1向Ud反馈。td之后sn2高电平，VT4零电压开通。VT1、S21此前已开通，调宽脉冲m2通过Lf1向负载及Cf提供能量，iLf1线性增加，t6时刻iLf1=iLf1max（t6）。iLf2沿负载、VDP2、VTP2继续向负载释放能量并线性下降。iLf1、iLf2变化规律类似模式2。

（6）工作模式6[t6～t7]（等效电路见图4f）

t=t6，sp1低电平，VT1截止，td之后sn1高电平，VT2零电压导通。ip沿VT4、VD2续流，uab为零。iLf1、iLf2沿原路径向负载释放能量、线性下降。变化规律类似模式3。

图4 各工作模式等效电路Fig.4 Equivalent circuits of deferent work modes

t7之后重复上述工作模式。

3.4 CDSC的特点

由以上分析知，该周波变换器有如下特点：①工作模式2、模式5 为供电模式，电源向负载提供能量。其余为续流模式，Lf1、Lf2及Cf的储能维持为负载供电。td期间，能量向电源反馈，为前端功率开关提供ZVS 条件；S②11、S21为ZVS。二者自然换向，无需提供共态导通时间，避免了电流浪涌；③Lf1、Lf2自然换流，无电压过冲（浪涌）；④所有功率开关无附加电压、电流应力；⑤Lf1、Lf2轮流工作，工作频率为开关频率的1/2，iLf1、iLf2之和为输出电流，输出电流纹波小；⑥经CDSC 解调之后，对应调制波的前半个周期Lf1、Lf2的输入端是单极性的SPWM 波；后半个周期则对应与前半个周期极性相反的单极性 SPWM 波。说明 CDSC 已将MSPWM 脉冲波解调为常规的SPWM 脉冲波，SPWM的全部信息得到了恢复。

4 仿真与实验验证

4.1 仿真验证

在理论分析的基础上，运用OrCAD10.5 仿真软件对该电路拓扑的不同工况，如感性、纯感性、容性、纯容性、阻性和空载等进行了深入、全面地仿真验证。主要仿真参数为：Ud=300V，Lf1＝Lf2＝1.2mH，Cf=10μF。锯齿波载波频率fc=40kHz，调制波（输出）频率fr=50Hz。经式（1）逻辑处理后，前端开关频率为 20kHz。N=2.52。感性负载L=10mH、R=40Ω。纯感性负载L=136mH。容性负载C=1 100μF、R=40Ω。纯容性负载C=74μF。阻性负载R=42Ω。输出50Hz，220Vrms，功率P=1kA•V。图5a、图5b 分别为uab、udo的仿真频谱。频谱表明，高频逆变输出uab不含基波，只有开关频率20kHz以上的高频分量，适合高频变压器传输。经周波变换之后滤波器两端电压又恢复了50Hz的基波分量，幅值为310V。图5c～图5f 则分别示出了感性负载条件下iLf1、iLf2、is及双向开关S21的电压、电流波形。输出电压总谐波含量THD=0.2%。由于篇幅限制，其他仿真波形未能尽数收入。图5g～图5j 仅给出了纯感性、纯容性负载条件下，同一时段S21的电压、电流波形。从仿真波形可以看出双向开关的电压、电流波形干净无毛刺，不存在该类变换器固有的电压、电流过冲，实现了安全换流及软开关。

图5 仿真频谱与波形Fig.5 Spectrums and waveforms of modulation

4.2 电路实验

依照图1 所示的电路拓扑，进行了电路实验。实验所采用的技术参数，输入、输出特性与仿真相同。N=2.58。VT1～VT4：SKW30N60HS IGBT。S11、S21：IKW25T120 IGBT，快恢复二极管：IDP30E120。

实验波形如图6 所示。图6a～图6d 均为感性负载条件下的实验波形。图6a 为输出电压、电流波形和电流相位滞后电压。输出电压总谐波含量THD=2.8%，电压、电流波形过零点无畸变。图6b为双向开关S21的电压、电流波形，它反映了双向开关的软开关特性及二次电流半个周期的情况。由于实现了安全换流，波形干净无毛刺。图6c 为iLf1、iLf2及二者之和的波形，由于其电流是连续模式（CCM），不会因间断而引起电压过冲。图6d 上部为一次电压波形，前、后沿均干净无毛刺。下部为VT1的电压、电流波形，该波形也反映了VT1的软开关特性。图6e、图6f 分别为纯感性及纯容性负载S21的电压、电流波形。实验与仿真结果十分吻合。

图6 实验波形Fig.6 Experimental waveforms

5 结论

（1）本文提出的新拓扑是高频逆变器、高频变压器与CDSC 结构，解调方式有别于其他拓扑。唯一的缺点是多了一只滤波电感。

（2）前端H 桥高频逆变工作于MSPWM 方式。逆变输出为已调波，含有SPWM 信息，但无调波的低频成分，可以通过高频变压器传输。不同于双极性移相控制高频脉冲交流环节的工作模式。

（3）双向开关自然换流，无感性关断引起的电压过冲，无换相重叠引起的电流浪涌。

（4）仿真和电路实验表明了这种新拓扑的优越性及理论分析的正确性。

[1]De D,Rmanarayanan V.A DC-to-three-phase-AC high-frequency link converter with compensation for nonlinear distortion[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2010,57(11):3669-3677.

[2]Zhu Li,Zhou Keliang,Zhu Wenjie,et al.High frequency link single-phase grid connected PV inverter[C].IEEE International Symposium on Power Electronics for Distributed Generation Stems,2010:133-137.

[3]De D,Ramanarayanan V.A proportional+multire-sonant controller for three-phase four-wire high-frequency link Inverter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2010,5(4):899-906.

[4]吴胜华,钟炎平,权建洲.高频链矩阵式正弦波变换器研究[J].电力电子技术,2010,44(9):11-13.Wu Shenghua,Zhong Yanping,Quan Jianzhou.Research on matrix sinusoidal converter with high frequency link[J].Power Electronics,2010,44(9):11-13.

[5]Idris Z,Noor S Z M,Hamzah M K.Safe commutation strategy in single phase matrix converter[C].IEEE Power Electronics and Drives Systems,2005:886-891.

[6]Li Hui,Li Xiaobo,Hu Tianyou.Simulation of SPWPM high-frequency link inverter for EPS[C].Proceedings of IEEE International Conference on Mechatronics and Automation,2008:1106-1110.

[7]吴保芳,张胜发,权建洲,等.新型SPWPM 模式变换器高频连原理分析[J].中国电机工程学报,2005,25(12):57-61.Wu Baofang,Zhang Shengfa,Quan Jianzhou,et al.High frequency link principle analysis on novel SPWPM model converter[J].Proceedings of the CSEE,2005,25(12)57-61.

[8]陈道炼,张友军.单极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究[J].中国电机工程学报,2003,23(4):27-30,37.Chen Daolian,Zhang Youjun.Research on uni-polarity phase shifting controlled inverters with high frequency pulse AC link[J].Proceedings of the CSEE,2003,23(4):27-30,37.

[9]陈道炼,张友军,李磊.双极性移相控制高频脉冲交流环节逆变器研究[J].电源技术应用,2005,8(3):1-6.Chen Daolian,Zhang Youjun Li Lei.Research on double polarities phase shifting controlled inverters with high frequency pulse AC Link[J].Power Supply Technologies and Applications,2005,8(3):1-6.

[10]蔡拥军,叶欣.倍流同步整流在DC-DC 变换器中工作原理分析.电源技术应用,2005,8(3):15-18.Cai Yongjun Ye Xin.Analysis of current-double synchronous in DC-DC converters[J].Power Supply Technologies and Applications,2005,8(3):15-18.