张冬梅

（华南理工大学广州学院 广东 广州 510800）

移相全桥变换器是DC/DC变换器中最常用的电路拓扑之一，适用于中大功率的场合。目前在越来越多的场合对其性能提出了更高的要求，如效率、电磁干扰、功率密度和可靠性等等，提高开关频率是改善这些性能最直接有效的手段，为了避免开关损耗急剧增加，软开关技术得到了广泛的应用[1]。全桥变换器的软开关拓扑有很多种[2-4]，本文详细介绍一种ZVZCS移相全桥变换器，其超前桥臂实现了ZVS、滞后桥臂实现了ZCS，具有结构简单、占空比丢失较小、软开关较容易实现等特点。文中分析了ZVZCS移相全桥变换器的工作原理、讨论了实现软开关的条件，设计了主要参数，最后用仿真工具SIMetrix对其进行了闭环仿真，验证设计的合理性。

1 原理分析及参数设计

双闭环移相全桥ZVSZCS变换器系统框图如图1所示[5-6]，其中主电路由Q1和Q3构成超前桥臂，Q2和Q4构成滞后桥臂。电路在一个开关周期中共有10种工作状态，主要波形如图2所示，在这里只分析其中6个工作状态。在分析前作如下假设：1）所有的开关管及二极管均为理想器件；2）电感、电容均为理想器件；3）输出滤波电感足够大，可看作恒流源；4）C1=C3=Cr；变压器变比为 1:n。

1）工作状态0[t0时刻前]Q1和Q4导通，阻断电容Cb电压线性上升。

2）工作状态 1[t0，t1]t0时刻关断 Q1，由于电容 C1的作用，Q1零电压关断。C1充电的同时C3放电，Cb继续充电。在此阶段，漏感Llk和滤波电感L串联且L很大，所以变压器原边电流ip可以看成是大小为Ip0=nI。的恒流源。在t1时刻，C3电压下降为零，D3导通，Cb充电至最大值VCbp，工作状态1结束。该状态的持续时间为

3）工作状态 2[t1，t2] 在 D3导通之后开通 Q3，Q3是零电压开通。 Q3与 Q1驱动信号的死区时间 td应满足：td＞t01。 A、B两点电压VAB=0，阻断电容电压加在变压器原边绕组和漏感上，ip开始减小，变压器原边电压极性改变，变压器副边二极管DR1和DR2同时导通，变压器原、副边绕组被短路。由于Llk较小而Cb较大，可认为阻断电容电压基本不变、ip线性减小。在t2时刻，ip下降为零，工作状态2结束。该状态的持续时间为

4）工作状态3[t2，t3]原边电流为零，Cb电压保持最大值不变，变压器副边绕组电压为零，在此期间关断Q4，Q4是零电流关断。

5）工作模态 4[t3，t4]在 t3时刻开通 Q2，由于漏感的存在，原边电流不能突变，Q2是零电流开通。原边电流从0开始反向线性增加，由于原边电流不足以提供负载电流，变压器副边绕组电压依然为零。此时加在漏感两端的电压为-（Vin+VCbp）。该状态的持续时间为

图1 双闭环移相全桥ZVSZCS变换器系统框图Fig.1 System diagram of double closed-loop phase-shifted full-bridge ZVSZCSconverter

图2 主要波形Fig.2 main waveforms

6）工作状态5[t4，t5]t4时刻开始，变压器原边为负载提供能量，同时给阻断电容反向充电，DR1自然关断，所有负载电流流过DR2。

7）工作状态6[t5，t6]工作状态6与工作状态1类似，在t6时刻，阻断电容电压达到负的最大值－VCbp。t6时刻，Cb电压为

由式（4）得

由上面的分析中可知，要实现滞后桥臂的ZCS，必须使原边电流ip在滞后桥臂开通前从负载电流减小到零，该状态持续时间见式（2），又由式（2）、（5）可得

其中，Deff是有效占空比，Ts是开关周期。由式（6）可以看出，可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后臂的零电流开关。

2 参数设计

电路参数：输入电压Vin=400～700 VDC；输出电压：Vo=110 VDC； 输出电流：Io=30～50 ADC变压器原副边匝比：1：n=2.5；变压器漏感 Llk=10μH；输滤波电容：C=1 000μF；输出滤波电感：L=40μH；开关频率fs=20 kHz；功率器件采用IGBT。

变换器采用移相控制，超前、滞后桥臂上下两开关管互补180°导通，为了实现软开关，应对以下几个元件参数进行设置：

1）设置超前臂死区td。取超前臂死区时间td=1.5μs。

2）确定电容C1、C3的大小。根据以上工作原理分析，可得

在此取C1=C3=Cr=15 nF。

3）求阻断电容 Cb。

Cb的选取应综合考虑提高最大占空比和降低滞后桥臂的电压应力和反向电压两个因素。由于满载的情况下占空比最大，所以在该条件下选取Cb的值。一般满载的情况下，阻断电容电压峰值为VCbp=10%Vin，当输入最小、VCbp最小。根据式（5）有

3 基于Simetrix的仿真结果

为了进行闭环仿真，需要为变换器设计一个合适的控制电路，采用单环控制进行调节，可使控制器的设计简化，但是这种方法控制速度不快，因此本文拟采用电压电流双闭环进行控制，控制系统结构如图1所示。在Simetrix仿真环境下搭建双闭环移相全桥ZVZCS变换器的电路模型进行仿真验证，仿真结果如图3～图6所示。

图3 输出电压波形Fig.3 Waveform of output voltage

图4 变压器原边电压和原边电流Fig.4 The primary voltage and current of the transformer

图5 超前桥臂Q3管的驱动电压和集电极电压Fig.5 Driving voltage and the collector voltage of the power device Q3

图6 滞后桥臂Q4管的驱动电压和集电极电流Fig.6 Driving voltage and the collector current of the power device Q4

变换器带5.5 kW纯阻性负载，在启动后经历约0.01 s达到稳定，超调量约12 V，在稳定的工作阶段，输出电压纹波值在2 V之内。为了能清晰地分辨输出电压波形的变化，在图3中将9.8～10 ms期间的变化波形局部放大。

由图4可以看出原边电压VAB和原边电流ip的波形与以上原理分析相符；从图5中看到，超前桥臂开关管Q3在开通和关断过程中都能够实现零电压；从图6中看到滞后桥臂Q4管在开通和关断过程中都能够实现零电流，变换器实现了软开关。

4 结 论

文中介绍了移相全桥ZVZCSPWM变换器的工作原理、讨论了实现软开关的条件，设计了主要的电路参数并利用SIMetrix软件进行仿真闭环仿真，仿真结果与理论分析基本一致，证明了参数设计的正确性，同时也验证了该电路的超前臂实现了零电压开关、滞后臂实现了零电流开关，从而大大减小开关损耗，有利于提高开关频率。

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