薛蒙

(青岛理工大学，山东 青岛 266520)

反激式变换器实际是一个带隔离变压器的Buck-Boost变换器，由于所用元件少、电路和控制简单，在小功率开关电源中获得广泛的应用。本文分析建立了反激变换器小信号模型，并基于UC3842的补偿控制，提出了一种新型补偿控制方法。

目前用于反激电路的UC3842大多采用离线式结构，虽然其电路简单，但由于反馈不能直接从输出电压取样，因此输出电压中仍有大约±2%的纹波，而且负载变化时输出电压变化大、响应慢，不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合。本文提出了输出直接反馈的新方法，实验证明该方法可以提高电源精度，而且负载调整率和电压调整率也明显好于传统用法。

1小信号建模与补偿控制

UC3842为双列8脚单端输出的开关电源驱动集成电路，其内部集成了振荡器、有温度补偿的高增益误差放大器、电流检测比较器、图腾柱输出电路、输入和基准欠电压锁定电路及PWM锁存器电路等。图1所示为UC3842内部框图和引脚图，UC3842采用固有工作频率脉冲宽度可控调制方式，共有8个引脚。

图1 UC3842内部框图和引脚图

UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2.5 V基准电压进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。

图2 UC3842构成的离线式电路

UC3842用于反激变流器时采用电流峰值控制，由其构成的离线式电路如图2所示。

首先对在CCM工作方式下的反激变流器小信号交流模型进行分析，并作如下假设：

(1)系统所施扰动幅值较低，即小信号扰动；

(2)小信号扰动的频率低于开关频率；

(3)电路中所有半导体器件均为理想器件；

(4)电路中所有无源器件均为线性器件。

反激式变换器的一个工作周期可以分成两个工作阶段：阶段1为功率开关导电阶段；阶段2为功率开关关断阶段，反激式变换器的等效电路如图3所示。

图3 反激式变换器等效电压

忽略电感电流、电容电压和电源电压在一个开关周期中的纹波，得到电感特性方程、电容特性方程和输入电流开关周期的平均值方程，即反激式变换器状态空间平均方程式，如式(1)。

显然式(1)是非线性方程。同样，采用扰动和线性化处理方法，经整理消去直流项忽略二阶小项，得到电感电流、电容电压小信号状态方程和输入电流方程：

控制至输出的传递函数为：

UC3842采用峰值控制法(CPM)，在式(1)的基础上作拉氏变换，推导其小信号模型，得到式(3)：

假定电路脉动很小且峰值补偿幅度很小时，引入峰值控制信号，令 ^i(s)≈^ic(s)，在式(4)中消去^d，则在电流控制模式下，电路的传递函数Gvc(s)=^V(s)/^ic(s)(^Vg=0)，经过近似，反激变流器在CPM下的传递函数与式(4)有相同的形式，下面用式(4)对应的交流小信号模型和控制框图进行分析。

图4是等效的控制框图，Gc(s)是反激变流器传递函数，Gm(s)是脉宽调制器的传递函数，Gm(s)=IVm(Vm为调制锯齿波的峰值)；H(s)是反馈电压采样数；G1(s)即是所需要设计的补偿网络。

图4 式(4)等效的控制框图

传统的OFFLINE反激变流器的补偿后的幅频特性以-20 dB穿越0 dB，系统有一定的相位裕度和幅值裕度，但是在-180°时，反激变流器的重极点刚好发生谐振，造成幅值裕度很小，而且系统的通频带变窄，闭环增益很小，这样电路的快速响应性能受到一定影响，造成输出电压纹波较大，而且负载突变时瞬态响应较慢。

本文电路采用UC3842新用法，采用带斜坡补偿的电流峰值控制，并利用TL431线性稳压器和PC817线性光耦构成反馈环，如图5所示。

图5 反馈环电路

该网络由两级系统构成，前级为TL431线性可调稳压器对输出电压反馈，其传递函数为 G11(s)=^v2/ˆv1，后级为PC817线性光耦输出电压误差信号提供电流峰值基准，其传递函数为 G12(s)=ˆvC/^v2，输出取样传递函数H(s)=R2/(R1+R2)，同时，UC3842内部电压误差比较器反向端接地。

电路中将UC3842内部误差放大器(ERROR AMP)的反向输入端2脚直接接地，从8脚基准电压脚拉一个2kΩ的电阻到ERROR AMP的输出端1脚，利用光耦集-射极间的动态电阻与R1分压，略过芯片内部的放大器，用1脚做反馈，通过反馈网络调节误差比较器的输出，然后与电流采样的第3脚电压进行比较，产生一个PWM序列，再与时钟信号、电压检测信号和死区信号合成后生成PWM驱动信号，实现+5 V主输出闭环控制的目的。这样一般无需在反馈的高压端加RC网络，简化了设计步骤。1脚的反馈利用三极管集-射极的动态电阻控制1脚电压，从而控制峰值电流的值，与电感电流的采样输入端3脚比较后控制占空比D。电路图如图6所示。

图6 新补尝方法电路图

PC817是线性光耦，集-射极的动态电阻由初级电流和集电极电流决定，利用三端可调稳压管TL431进行反馈控制。当 Vo↑→V(TL431)↓→iF↑→VCE↓→D↓→Vo↓时，则可实现输出电压稳定；反之Vo↓亦能稳定。集-射极间动态输出电阻为光耦输出特性曲线在工作点附近斜率的倒数，是一个微变参数：

其中，VCE与iF构成负反馈，以保证输出的稳定。

TL431有一个与高压侧隔离的内置高增益误差放大器，该放大器经过光耦直接控制UC3842内部ERROR AMP的输出端，其精确度并不会降低。试验中通过用示波器测试发现，负载阶跃变化时D没有延时性变化，也没有不稳定的现象。

2试验结果及分析

实验的电路图如图7所示。

图7 利用UC3842及TI431所做实验电路图

输入：85～265 V交流，整流后直流 100～375 V；

输出：12 V/5 A；

初级电感量：370 μH；

初级匝数：40 T，次级：5 T；

次级滤波电容：3 000 μF；

震荡三角波幅度：2.5 V；

开关频率：100 kHz；

电流型控制时，取样电阻取0.33 Ω。下面用峰值电流型控制来设计此电源环路。所有设计取样点在输出小LC前面。如果取样点在小LC后面，由于受LC谐振频率限制，带宽不能很高。

电流型控制时假设用UC3842，传递函数如下：

输出滤波电容的内阻比较大，自身阻容形成的零点比较低，这样在8 kHz处的相位滞后比较小。

Phase angle=arctan(8/1.225)-arctan(8/0.033)-arctan(8/33)=-22°。

另外可看到在8 kHz处增益曲线为水平，所以可以直接用单极点补偿，这样可满足-20 dB/decade的曲线形状。省掉补偿部分的 R2和 C1。设 Rb为 5.1 kΩ，则 R1=[(12-2.5)/2.5]×Rb=19.4 kΩ。 8 kHz处功率部分的增益为-20×log(1 225/33)+20×log19.4=-5.7 dB。理论上 8 kHz处应为0 dB，所以8 kHz处补偿放大器增益应为5.7 dB，5.7-20×log(F0/8)=0 dB

F0为补偿放大器0 dB增益频率，F0=1/(2×π×R1C2)=15.42 Hz

相位裕度：180-22-90=68°

仿真图如图8所示。

图8 实验仿真图

本文分析了反激变流器在CPM控制模式下的小信号模型，推导出开环传递函数，通过比照UC3842传统补偿和新型补偿方式对整个系统性能的影响，提出了一种综合性能较好的输出直接反馈的控制策略。该电路的性能指标明显好于传统用法，且设计相对简单，反馈环节易于调整。但该电路使用元件稍多于传统电路，成本稍高。在对电源精度要求较高或负载条件较差的情况下，本文提出的反激式开关电源是较适合的。

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