刘教民 李建文 李永刚 杨争艳 张 军

（1. 华北电力大学电力系 保定 071003 2. 河北科技大学信息科学与工程学院 石家庄 050018 3. 河北工业大学计算机科学与软件学院 天津 300401）

1 引言

负载谐振逆变器是负载谐振为逆变器中功率器件提供零电压或零电流条件，实现高频变换器所需的软开关[1]，可以降低开关损耗，其高频、高效和高功率密度的特点符合电力电子技术的发展要求。

大功率负载谐振变换器一般采用全桥结构，分为电压型谐振逆变器与电流型谐振逆变器[2]。目前通过电压型谐振逆变器拓扑变化实现高频、大功率、软开关的文献以及负载灵活匹配的研究较多[3-7]。电流型谐振逆变器对功率器件的耐压耐流水平要求较低，无需短路保护，负载匹配相对简单，降低了功率器件要求，电路运行更加稳定[8]，对其深入研究并加以利用，将具有很高的实用价值。

传统的电流型谐振逆变器小容性工作状态运行时优点如下：功率器件关断时，串联二极管承受反压，使得器件零电压关断；同时此工作状态下，负载线圈支路的电流上升[9]，有利于有功功率的输出。但其不足之处在于二极管反向恢复过程中产生的反向恢复电流，将使得另一桥臂开通的功率器件承受一个大的开通浪涌电流，造成要关断的功率器件过电压，以致器件击穿、烧毁，造成主电路运行不稳定[10]。解决二极管反向恢复过电压的问题十分必要。

三阶 CLC负载通过串并联电容来调节输出功率和频率的大小，使逆变器的输出功率、频率范围变宽[11]。故逆变电路工作在小容性状态的容性范围以及对输出电流、负载线圈支路电流的影响也是很值得研究和考虑的问题。

本文首先提出一种改进的电流型谐振逆变器，串联缓冲电感使功率器件零电流开通；小容性的工作状态，使功率器件零电压关断；并联栅漏极电容上电压与串联二极管的反压相抵消，抑制反向恢复电流。然后将负载的综合并联谐振频率单位化，改变功率器件的开关频率，定量分析输出电流与负载线圈支路电流的变化范围，确定负载容性范围；通过定量分析在同一负载综合并联频率下，负载电容比例与电流变化范围的关系，确定合适的电容比例大小，在保证电路稳定性的同时，使流过主电路功率器件电流较小，负载线圈上电流较大。

2 改进电流型谐振逆变器及其工作原理

增加纳亨数量级的L1～L4为串联缓冲电感和纳法数量级 Cm1～Cm4的栅漏极并联电容的改进电流型谐振逆变器拓扑如图 1所示，VT1～VT4为功率MOS管，VD1～VD4为串联快速恢复二极管，L1、R为等效负载线圈的电感、电阻，C1为串联电容，C2为综合并联电容，CLC负载匹配，Ld为直流电抗，负载支路C2上电压为UH。

图1 改进电流型逆变器拓扑Fig.1 The improved current source resonant inverter

改进电流型逆变器的功率器件开关频率大于负载的谐振频率，输出电压相位滞后于输出电流相位，工作在小容性状态。半个工作周期由以下5个工作模式组成：

（1）t1～t2，功率 MOS管VT1、VT3导通时，电流id经VT1—负载—VT3形成正向电流，负载电压UH加在功率MOS管VT2、VT4上，栅漏极电容Cm1、Cm3上电压与驱动源电压相等箝位，电压方向为下正上负。

（2）t2时刻，负载中电流为零，负载上的正向电压还未过零，设其值为u。此时给VT2、VT4施加驱动信号，电感L2、L4上电流不能突变，保证功率MOS管VT2、VT4零电流开通。

（3）t2～t3重叠导通时间中，桥臂短路，桥臂1、3电流开始下降，桥臂2、4电流同时上升，负载上的电压被限制在 u。到 t3时刻换流结束，桥臂 1、3电流下降到零，桥臂2、4完全导通。

（4）t3～t4，电流id反向，负载电压从u开始下降，由VD1、VD3承受此反压，使得功率MOS管VT1、VT3零电压关断。此时只要负载电压 u与驱动源电压值相等，则Cm1、Cm3钳位电压与二极管上承受的反压相等，使二极管有足够的反向恢复时间，降低了二极管上的反向恢复电流，关断不会过电压。

（5）t4时刻，负载电压降为零，Cm1、Cm3存储能量通过功率 MOS管栅源极释放掉，Cm1、Cm3上电压降为驱动源电压零。当下一次VT1开通时，驱动源电压继续给Cm1、Cm3充下正上负电压，为下一次关断做好了准备。t4时刻后，负载电压开始反向增大，加在功率MOS管VT1、VT3上。

半个谐振周期过程中，开关等效电路如图2所示，驱动信号与负载电压电流波形如图3所示。

图2 谐振半周期各时段等效电路Fig.2 The equivalent circuits of half resonant period

图3 驱动信号与负载电压电流波形Fig.3 The curves of driving signal and load current and voltage

在小容性工作情况下，负载电流id的基波分量超前于电压 uH一个角度φ，其大小为β+γ/2，其中β为反压角，γ为重叠角；重叠角γ要足够大来保证主电流不开路，防止直流电抗Ld储能的泄放。

若逆变器中不加入串联电感，栅漏极不加入并联电容，则由于换流过程结束时串联二极管的反向恢复作用，电路中将会出现一个很大的浪涌开通电流和关断过电压，使开关管产生很大的开关损耗。加入串联电感、并联电容后的改进电流型谐振逆变器保证了功率器件零电流开通，零电压关断，实现了软开关，降低了开关损耗。

3 负载、功率匹配方案

负载槽路的输入电压Ud为正弦波，输入电流Id为矩形波，负载等效电路图如图4所示，线圈的等效电感与电阻L、R，串联电容C1，综合并联电容C2。

图4 负载等效电路图Fig.4 The load equivalent circuit

负载总阻抗为

负载发生谐振时，有两种谐振状态

且ω1＜ω2。

设逆变器中功率器件的开关频率为ω，则阻抗随 变化关系为

当 0＜ω＜ω1时，电路呈容性；当ω1＜ω＜ω2时，电路呈感性；当ω＞ω2，电路又成容性。在谐振点ω1时，相当于右支电路串联谐振，阻抗最小，总阻抗最小，逆变器输出的电流最大，即流过功率器件上的电流也最大，此时负载电路中C2不起任何作用：既不能起到负载匹配的目的，也不能调功。在谐振点ω2，进入综合并联谐振状态，此时总阻抗最大，即流过主电路的功率开关管上电流最小，从而降低了功率器件选择要求[2,11]。所以在应用时，电路选择工作在综合并联谐振状态，此时输出的有功功率为

电路工作在综合并联谐振状态时，当 C1，C2电容值成比例增大（并联电容）时，综合并联谐振频率ω2减小，Q减小，负载有功功率增大；当 C2不变，C1电容值变小（串联电容）时，ω2增大，Q减小，负载有功功率变大；当C1，C2的并联等效电容值不变，即保证ω2不变时，C1/C2＜1时，Q变小，负载有功功率增大；C1/C2＞1时，Q变大，负载有功功率减小，这样可以灵活的通过改变电容C1、C2的参数，实现不同功率的输出。

当C1/C2=1时输出电流有效值Id与负载线圈支路上的电流有效值I1在单位开关频率下（ω2/ ω）的关系曲线如图5所示。

图5 单位化ω下的I1和Id电流波形Fig.5 Current waveforms of I1，Id versus normalize

从图5中可看出，当功率器件的开关频率低于综合并联谐振频率ω2时，I1逐渐降低，而输出电流Id逐渐上升，即输出有功功率降低，功率器件的耐流水平却要提高，这更进一步说明电路工作的容性状态的实用性。当功率器件的开关频率高于综合并联谐振频率ω2一定范围时，I1和 Id都随开关频率的升高而升高，而且负载线圈支路的电流上升率高于输出电流的上升率，从而降低了功率器件选择要求，同时输出的功率大。当功率器件的开关频率很高时，I1和 Id都降低，所以逆变器的最大容性范围定义在此转折点。

同一综合并联谐振频率下，负载线圈支路上的电流有效值I1随C1/C2的参数变化的波形如图6所示。

图6 I1随C1/C2比值变化的曲线Fig.6 The curves of I1 under difference C1/C2

从图 6中可看出，ω2= ω2时，随着 C1/C2比值的减小，负载线圈槽路的电流I1增加，从而输出的有功功率增加，与理论分析相符；但当ω＞ω2时，即逆变电路小容性工作时，随着C1/C2比值的增加，最大容性范围的转折点却在增大，最大的负载槽路电流也在增大，所以在进行负载匹配时，一般选取C1/C2＞1。从另一个角度看，即负载固有的两种谐振状态ω1、ω2差距越大，系统的容性可选择范围越大，有利于输出最大有功功率。

4 实验验证

根据上述分析，在原有400kW/400kHz高频电流型谐振逆变器电路拓扑上加以改进，取容性角为φ=5°，每个桥臂上并联的单MOS管上串联一个电感为100nH，栅漏极并联电容为33nF。根据负载参数的变化规律，确定负载槽路的主要参数：负载线圈 L1=0.39μH，R=0.2Ω；串联电容 C1=1.32μF，综合并联电容为 C2=0.64μF。改进电流型谐振逆变器上下两桥臂功率MOS管上的电压波形如图7所示，功率 MOS管上的电流波形即输出电流和负载线圈上槽路上的电流波形如图8所示。

图7 上下两桥臂MOS管上的电压波形Fig.7 The Voltage waveforms of the two relatively brige

从图 7中可以看出：在取φ=5°时，上下两桥臂功率MOS管重叠时间约为70ns, 保证了器件的可靠换流，防止电路开路。在电压关断时，有一个平阶，是二极管承受的反压，通过并联栅漏极电容上电压缓冲，从而抑制了关断过电压。

图8 实测I1，Id波形Fig.8 The current waveforms of I1，Id in practice

图8是C1/C2=2/1负载匹配时，功率MOS管上的电流和负载线圈上槽路上的电流波形，从中可以看出功率 MOS管上的电流有效值约是负载线圈上槽路上的电流有效值的1/10，说明此负载匹配有利于负载有功功率的输出和降低选取MOS管要求。

5 结论

本文以电流型谐振逆变器为研究对象，通过分析现有逆变器的不足，提出了增加串联小电感、栅漏极并联小电容的改进电流谐振逆变器，分析了其小容性的工作过程，使功率器件零电流开通、零电压关断，降低了二极管反向恢复电流，抑制了关断过电压。在此基础上详细推导了CLC负载槽路参数匹配方法，得出电路工作的最大容性范围，同时选取C1/C2＞1的电容比例，有利于最大有功功率的输出。最后在原来的高频电流型谐振逆变器电路上加以改进，根据负载匹配的方法，选定负载槽路参数，实验结果证明理论分析的正确性，具有很好的实用价值。

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