崔 巍，孙 杰，范洪伟，章跃进，徐美华

(上海大学，上海200072)

0 引 言

冷却风机是汽车发动机冷却系统中的重要组成部分。由于传统冷却风机系统不能根据发动机散热要求准确地调节冷却系统的散热能力，无法保证发动机在最佳温度进行工作，降低了发动机的燃油经济性、动力性和工作的可靠性。电动冷却风机采用电机驱动方式，可以根据发动机温度和负荷的不同工况实现风机转速调节，有效提高了发动机冷却性能，具有明显的节能效果，是冷却风机技术发展的必然趋势［1］。

无刷直流冷却风机使用永磁无刷直流电动机作为驱动电机，采用电子换向，省去了电刷，大大改善了有刷直流风机存在的可靠性问题。同时，高性能永磁材料的应用也大大提高了电机性能，因此无刷直流风机，特别是三相无刷直流风机得到了广泛应用，也成为汽车发动机电动冷却风机技术发展的重要方向。永磁无刷直流电动机常见的驱动模式主要有半桥和全桥两种基本类型。考虑到冷却风机的实际应用特点以及汽车工业对可靠性和控制器体积的严格要求，半桥驱动模式具有明显的综合优势，是目前无刷直流风机系统的主流驱动方案［2］。

三相半桥无刷直流风机的驱动电路具有结构简单、成本低、可靠性高的优点。运行时，每相绕组只需通电1/3电周期，其余时间则处于关断状态。通过功率开关管PWM斩波调压的方法实现电机调速。功率开关管关断时，由于绕组中的电流不能突变，通常在电机绕组两端反向并联二极管来进行续流(如图1所示)。由于绕组能量以转换为热能的形式最终消耗在绕组和二极管上，因此对于提高系统效率是不利的。

针对这一问题，本文实现了一种四相半桥无刷直流风机系统，其中电机绕组采用双线并绕设计［3］。其独特之处在于，当一相绕组进行PWM斩波调制时，开关管关断瞬间利用两相绕组之间的强耦合效应在另一相绕组中感应出较高幅值的互感电势，通过功率开关管内反并联二极管构成的续流通路在另一相绕组中形成负半波电流，从而实现电机绕组能量至蓄电池的回馈。与常规半桥控制无刷直流风机系统相比，该风机系统可以实现较高的效率，同时也保持了低成本的特点。在考虑驱动电路结构及其具体电机参数的基础上，构建了四相无刷直流电动机系统的数学模型，并通过仿真和实验验证了模型的有效性和准确性。

图1 三相半波无刷直流风机系统主电路

1 系统工作原理和特性分析

如图2所示，该四相电机绕组采用双线并绕工艺，即A相绕组和C相采用双线一起绕成，只是极性相反，两相绕组间完全耦合，互感与自感值相等，B相和D相的关系也一样。另外，磁路系统的特点使得任意其它两相之间的互感近似为零，可以忽略不计。本文控制系统采用半桥控制模式，主电路结构如图3所示，功率开关管的驱动信号如图4所示。采用PWM技术实现开关管的斩波控制，通过调节每相绕组上所加电压，实现调速控制。

图2 四相无刷直流电动机绕组原理图

图3 四相半桥无刷直流电动机的主电路

图4 半桥结构的功率开关器件栅极驱动信号

基于电机的结构特点，对A、C相的电路方程和B、D相的电路方程分别求解分析。以0°～90°电角度区间为例，此时电机A、C等效电路模型如图5所示。采用分时段线性电路的思想对如图5电路在每一个PWM调制周期内的工作特性进行分析。

图5 0°～90°电角度区间A、C相等效电路

由图4的功率开关器件的栅极驱动信号可知，在t=t0时刻驱动A相开关管导通，蓄电池Ed向绕组供电，电流ia按指数曲线上升。对于t0＜t≤t1，忽略功率开关器件的管压降，A相能量释放回路电压方程为:

由于C相关断，且La=Lm=L，故上式可进一步写成:

当t=t1时刻，控制A相功率管关断。由于电机A、C两相绕组完全耦合，A相绕组中存储的能量在开关管关断瞬间将在C相绕组中产生幅值较高的互感电势。该电势通过C相开关管反并联二极管构成的续流通路形成负半周电流ic。对于t1＜t≤T，忽略开关管反并联二极管的导通压降，有:

由于A相关断，故上式可进一步写成:

设此阶段电流初值为Ic0，解上式得:

由于电机A、C两相绕组耦合系数为1，磁链不能突变，可认为在一个PWM周期内A相绕组进入导通状态时的电流初值与C相绕组通过续流二极管向蓄电池充电结束时的电流终值相等，而C相绕组进入续流状态进行能量回馈时的电流初值就是A相绕组导通阶段结束时的电流值，故有:

而Ia0、Ic0的值可由下式确定:

由于0°～90°电角度区间只有A相功率开关管导通，因此式(6)解得的ic并非C相绕组导通的电流，而是C相绕组能量通过与开关管并联的反向二极管和蓄电池构成释放回路的回馈电流。因此一个PWM调制周期内，蓄电池直流输入电流可表示:

一个周期T结束后，将再驱动A相功率开关管导通，重复上一PWM周期的过程。一个电周期内的其他电角度区间的情况也相同。

四相无刷直流电动机的瞬时电磁功率可表示:

瞬时电磁转矩可表示:

式中:ωr为转子角速度。

输出平均转矩可表示:

式中:T为周期;T0为电机的空载损耗转矩。

2 无位置传感器控制的实现

无刷直流电动机的运行需要位置传感器来获得转子位置信息，位置传感器的存在不但增加了电机系统体积和成本，而且很大程度上成为电机的故障源之一。为了进一步提高该风机系统的可靠性，本文采用基于软件实时采样反电势过零点的方法实现了无位置传感器控制，简化了系统结构、进一步提高了可靠性。

图6给出了本文四相无刷直流电动机系统的相反电势和相电流波形对应关系。由此可知，当断开相绕组反电动势过零之后，再经过45°电角度，就是该相的换相点。因此，只要检测到各相绕组反电动势的过零点，就可以准确知道电机的转子位置和下次绕组换相的时间。

图6 四相无刷直流电动机的反电动势和相电流波形

本文所采用的反电势过零点检测方法通过微处理器内嵌模数转换单元在功率开关管PWM开通时刻对断开相绕组的端电压进行检测。根据此时断开相绕组的电压方程，可得具体反电势过零点检测策略为:

式中:up为断开相绕组的端电压;ep为断开相绕组的反电势。

假定T1表示从换相到采样到电压up的时间间隔。随着反电势的增加，不断将采样得到的电压up与蓄电池直流电压Ed进行比较。如果up＞Ed，则继续采样比较。当up＜Ed的瞬间，记下时间T2，则T2为从换相到反电势过零点的45°电角度时间，然后与上一次的90°电角度时间进行平均，得出新的90°电角度时间作为换相周期。

四相无刷直流风机无位置传感器控制系统结构如图7所示，主要包括8位低成本微处理器、驱动电路和转子位置检测电路。与传统反电势法相比，由于只在PWM开通时刻对端电压进行检测，所以检测到的反电势过零点不存在与速度相关的相位延时，因而不需要相位延迟补偿电路。此外，该方法基于软件实时采样反电势过零点，省略了模拟比较器等硬件，大大简化了硬件电路。

图7 无位置传感器控制系统实现原理图

3 系统仿真和实验结果分析

本文在结合电机参数和具体电路结构的基础上进行了四相无刷直流冷却风机系统的仿真试验，并研制了样机和无位置传感器控制系统实验平台。冷却风机的驱动电机具体技术参数为:额定功率400 W，额定电压12 V，最大输入电流38 A，转速范围600～2 450 r/min，极对数为4，相数为4。

图8给出了四相无刷直流电动机相电流的仿真波形。从仿真结果可见，尽管控制系统采用半桥结构，但结合电机的特点，实际上达到全波电流的控制效果。此外，可以发现本文四相无刷直流电动机相电流波形具有特殊性，由于双线并绕两相之间存在强耦合特性，某一相的功率开关管导通或关断时，该相绕组的电流相应立即达到相应值或降为零，呈突变状。

图9给出了功率管采用60%占空比进行PWM斩波时蓄电池输出至逆变器的电流仿真波形。可以发现，功率管导通时，蓄电池正向输出电流。在功率管关断时，绕组能量利用互感电势通过续流通路回馈蓄电池，此时蓄电池反向输入电流。这表明，本文实现的风机系统方案较常规三相半桥无刷直流电动机系统具有较高的能量利用率。

图8 四相无刷直流电动机相电流波形仿真波形

图9 蓄电池直流输入电流仿真波形

图10和图11给出的实验波形和上述仿真波形相符，较好地验证了本文风机系统方案的可行性和正确性。

图10 四相无刷直流电动机相电流实验波形

图11 蓄电池直流输入电流实验波形

4 结 语

针对汽车发动机冷却应用，实现了一种四相半桥无刷直流风机系统。该四相无刷直流电动机绕组采用双线并绕设计，A、C和B、D两相绕组间完全耦合，而任意其它两相之间的互感近似为零。基于这一特点，控制系统可以利用功率管关断瞬间产生的较高幅值互感电势将绕组中存储的能量回馈电源，从而实现较高的系统效率，同时具有结构简单、低成本的特点。在此基础上，采用基于软件实时采样反电势过零点的方法实现了该四相半波无刷直流电机的无位置传感器控制，进一步简化了控制系统结构，提高了系统可靠性。

［1]王小荷.电动冷却风扇在客车上的应用［J］.客车技术与研究，2008(5):27－29.

［2]毛维杰，沈云宝.汽车空调无刷直流风机的驱动与保护［J］.汽车电器，1997(4):8－10.

［3]王宗培，陈敏祥.二相四绕组小容量无刷直流电动机稳态运行的分析模型［J］.电工技术学报，1997(4):20－24.