王 程，张 维，牛文成，岳 钊，刘国华

(南开大学信息技术科学学院，天津300071)

当一定波长的入射光入射到两种介质(如金属与电介质)的分界面时，如果入射角满足一定条件，就会在分界面处出现SPR(Surface Plasmon Resonance表面等离子体共振)现象，形成表面等离子波(Surface Plasmon Wave，SPW)。此时反射光强急剧下降，对应的入射角为共振角[1]，通过检测共振角变化可以对介质浓度和种类进行定量检测。SPR现象用于生物检测领域具有检测周期短、灵敏度高、实时动态及无污染检测等优点[2]，目前已经成为生物传感技术领域的研究热点[3]。

当一束一定波长的光以一定范围的入射角多角度入射时，就会得到相应反射角范围的反射光。反射光汇聚成平行光束后，即可检测光强随反射角的分布，从而确定共振角。目前国内外同类检测仪器广泛采用CCD作为光电转换器件来检测光强分布，CCD器件存在暗电流大、动态范围小、感光单元曝光特性不一致等缺陷[4]。为了克服这些缺陷，我们采用性能更加优越的光电二极管阵列器件S3903－1024Q代替了传统的CCD器件设计制作驱动电路。由于光电二极管阵列器件的动态范围增大一定程度上导致了曝光时间的延长，从而造成累积噪声的增加。为了抑制噪声分量，提高输出信号的信噪比，我们在驱动电路中引入了自消噪设计。经实验证明，该驱动电路在SPR检测中具有很高的精度。

1 电流积分式驱动电路设计方案

图1 S3903型光电二极管阵列器件内部结构

我们只需提供一路开始脉冲信号Φst和两路同频率反相位的时钟信号Φ1和Φ2即可通过移位寄存器(Shift Register)依次输出各个像素曝光产生的光生载流子:开始信号Φst启动移位寄存器，根据时钟周期产生寻址逻辑，依次闭合每个像素对应的地址开关(Address Switch)，即可依次输出各个像素的电荷信号[5]，电荷量与曝光量成正比关系[6](曝光未达到饱和)。

S3903芯片在接收到高电平有效的开始脉冲Φst后即开始依次输出1 024个像素的光生电荷，输出信号的波形是加载在直流偏置电压(+2 V)上的一组1 024个负的窄脉冲，脉冲的深度正相关于曝光量，曝光量正比于照度和曝光时间(即两个Φst之间的时间间隔TΦst)。相邻负脉冲之间的间隔等同于时钟Φ1和Φ2的周期TΦ，而且在Φ1的下降沿和Φ2的上升沿时刻输出。1 024个像素的信号输出完毕后，芯片的EOS引脚会输出一个宽度为1/2TΦ的低脉冲(EOS引脚拉高到+5 V)表示一组信号已经输出结束。S3903的时序逻辑要求TΦst≥TΦ×1 024，以免在一组像素信号没有输出完毕前再次开始，从而引起逻辑混乱;另外Φst的高电平区间必须跨越Φ1的上升沿和Φ2的下降沿，且不能再跨越任何边沿，否则同样会引起逻辑混乱[5]。在本文设计的电路中，S3903所需驱动逻辑信号由CPLD芯片产生，在电路不做更改的条件下，即可通过CPLD重新编程实现多种驱动方式[7]。

S3903光电二极管阵列可以采用两种驱动方式[5]。第一种方式是电流－电压转换式驱动，电路依次输出峰值电压与各个像素的曝光量成正比的三角波电压信号;第二种方式是电流积分式驱动，电路依次输出与各个像素曝光量成正比的近似方波脉冲电压信号。由于输出的电压信号一般需要进行AD转换，驱动电路相频特性变化会导致三角波的峰值采样比较困难，而脉冲信号对定时采样点的要求不严格，比较容易准确采样，因此我们选用电流积分式方案设计驱动电路[8]。电路原理如图2所示。

图2 电流积分式驱动电路原理

S3903芯片从Active Video引脚输出的光生电流信号通过定时积分器转换为脉冲电压信号。由Q=CU(U即为脉冲电压值)可知，积分电容值反比于积分器输出电压值。在本文论述的电路中，积分电容值选择10 pF，运放器选择漏电流仅0．1 pA的结型场效应管输入级集成运放器，以避免光生载流子泄漏[9]。由于1 024个像素的光生电流信号以Φ1和Φ2的周期TΦ为输出间隔，因此每个像素输出信号的积分时间也必须等于TΦ。积分时间结束后，跨接在积分电容两端的模拟开关会在放电控制信号RESET的控制下闭合，将该像素的光生电荷释放掉。为了不影响到下一个像素的积分，RESET信号必须在Φ1的下降沿和Φ2的上升沿到来前至少50 ns前进入断开模拟开关状态[5]。

经过积分，脉冲电压信号通过运放器进行放大，以便对后端信号采集进行电平匹配。脉冲电压信号放大后通过一个隔直电容和一个对地分时导通的模拟开关连接到一个低通滤波器上。对地导通模拟开关由箝位控制信号CLAMP控制，CLAMP信号在Φ1的高半周期和Φ2的低半周期将模拟开关导通，从而将脉冲电压信号箝位到地电位。箝位后的信号经过一级低通滤波后即可成为波形较为平滑的矩形脉冲信号，可以方便地进行AD转换等处理。在不考虑噪声等影响因素时，脉冲高度正比于曝光量。

2 噪声信号分析与自消噪

我们以时钟周期TΦ=64 μs，曝光时间TE=1 s进行644 nm波长红光均匀平行光曝光实验。当不存在噪声时，输出信号应为平稳的直线。在实际电路中，噪声的存在使输出信号的精度和动态范围都有所下降，而提高检测精度的关键在于噪声的消除。我们对输出的1 024个脉冲进行12 bit AD转换(ADC非线性误差1/4 095≈0．024%，参考电压源误差2 mV/2．5 V=0.08%)，生成直角坐标图，如图3所示。

在该案例中，承包商很清楚业主最在意的是工期问题，所以，在不利因素发生后，承包商针对客观存在的工期延误和生产率降低等风险，主动要求监理工程师下达停工令，避免加大业主的损失。对于业主方来讲这是一个两难的选择，而承包商却为索赔取得了合法的依据。

图3 含有噪声的光强曲线

图3中明显可以看出存在的正弦叠加信号和其他扰动，我们统计各次实验结果，计算信噪比如表1所示。不消噪的驱动电路输出信噪比小于40 dB。

表1 不进行消噪的驱动电路信噪比统计

我们分析噪声的来源可以将其分为4种。

(1)暗电流 暗光条件下光电二极管仍然有微弱的输出电流，暗电流在一定范围内与温度成正比关系。对于S3903，最大暗电流在pA数量级上，在25°C条件下，最大暗电流为0．08 pA。曝光1 s最多会产生0．08 pC的电荷，积分电容选取10 pF时，最大暗电压UDmax=0．008 V。此条件下，光电二极管的动态范围UAmax=5 pC/10 pF=0．5 V。动态范围最大损失约1．6%。

(2)加性白噪声 白噪声来自于器件本身的热噪声和散粒噪声[10]，它是一个平稳随机过程，其功率谱密度为常数，因此其时域表示式(自相关函数)为冲激函数δ(t)。在实际驱动电路中由运放器构成的电路存在截止频率f0(约2 MHz)[11]，因此白噪声实际是低频带限白噪声，功率谱密度函数由常数演变为门函数(忽略截止频率附近的滚降特性)，时域自相关函数相应演变为Sa(t)=sin(t)/t函数。低频带限白噪声通过积分器后会成为一个有超调量且逐渐收敛的近似的阶跃信号。在带宽较宽时，信号收敛速度很快，TΦ＞1/f0的条件下，电压值即趋于恒定，可以视其为一个叠加的直流电压信号。

(3)交流耦合噪声 交流耦合噪声主要来自为驱动电路供电的220 V/50 Hz交流电，此外也包括来自电路周围的电磁辐射高频杂波。交流耦合噪声的强度与电路的AC/DC隔离以及电磁屏蔽和接地情况有关。从图3中我们可以看出，正弦信号以大约310个横轴单位(即像素号0～1 023)为周期，实际周期TAC≈310 ×64 μs=19．84 ms，频率正是 50 Hz。正弦波振幅约 10个纵轴单位(满量程为212－1=4 095单位)。

(4)背景光 检测环境不可能达到绝对黑暗的条件，因此光电二极管输出的光生载流子中包含背景光产生的部分电荷，电荷量随检测环境变化，这种电荷会减小光电二极管阵列的动态范围，从而降低检测分辨率。

通过上述对噪声的分类，我们可以确定，光电二极管阵列输出的脉冲电压信号中叠加的噪声信号包括:暗电流、背景光、白噪声引入的含有直流分量的加性噪声信号和交流耦合噪声引入的50 Hz的正弦纹波。背景光引入的直流噪声随环境变化而变化，一般考虑在信号AD转换之后使用数字滤波的方式消除，其余3种噪声信号都可以在驱动电路中加以抑制。

从图1可知，与动态光电二极管对称的还有一组暗光光电二极管(dummy diode)，其性能参数完全相同[5]，因此我们可以得到一组没有任何曝光分量却包含完全相同数值特征的参考噪声信号(包含暗电流、白噪声、交流耦合噪声分量)。抑制信号中叠加的噪声分量有必要好好利用这一组与之相关性很高的纯噪声信号。由于暗光光电二极管完全不曝光，因此不能用来消除背景光引入的噪声。

我们在图2所示驱动电路的箝位开关之后加入一个减法器来抑制噪声信号，根据滤波器消噪原理[12](如图4)。我们以滤波器输出的信号e的均方误差E[e2]最小为最优化标准[13]。滤波器的输入信号为参考噪声信号n'。

图4 消噪原理

由式(1)得:

均方误差

设噪声与信号不相关，即

n－y=0时，E[e2]取到最小值

代入式(1)有

式(4)说明，y=n时，滤波器可以完全恢复有用信号。用相关程度很高的n替换n'代入式(2)有

由此我们得出结论:将参考噪声源与有噪信号相减确实可得到最小均方误差的滤波结果，f(t，e)滤波器即是一位模拟减法器。因此我们将S3903的Dummy Video引脚输出的信号使用与Active Video引脚输出信号完全相同的器件进行积分和放大，得到的信号作为图4中的噪声源参考信号[14]。将两路信号相减，得到抑制了暗电流、交流耦合噪声和白噪声的信号。若使在积分器后即进行相减再放大滤波的电路结构，虽然可以节省元器件却会造成运放器级联引起静态工作点漂移从而引入新的误差[15]。因此我们在驱动电路中除了选用输入级抑制零点漂移的运放器构建电路外，还要将减法器置于积分器后面的放大器之后，信号经过减法器消噪后立即通过一个低通滤波器输出，减少级联，从而抑制零点漂移。

在引入了减法器后，我们在和图3同样的实验条件下重新进行均匀平行光曝光实验，观测到的图像如图5所示。

图5 滤波消噪后的光强曲线

重新统计各次实验结果，计算信噪比如表2所示。

表2 引入消噪后的驱动电路信噪比统计

实验结果显示，滤波消噪后光电二极管阵列输出信噪比提高到了50dB左右。

为了测试本文设计的电路在SPR现象检测中的消噪效果，我们在本课题组研制的SPR传感芯片检测系统[16]上进行比对实验。实验内容为25°C环境下检测纯水的SPR共振角。引入消噪设计前后的共振角图像(如图6)，可以发现共振角曲线得到了显著优化。

图6 消噪前后观测共振角曲线对比

3 结论

经过在实验室环境中对SPR现象的多次检测，证实本文设计的自消噪光电二极管阵列驱动电路可以有效抑制叠加在信号中的噪声信号，提升信噪比10dB以上，同时提升了动态范围，使检测器的精度和分辨率都得到了提高。较之没有自消噪功能的驱动电路，新电路能够更加精确地捕获平行光束中微弱的光强变化，从而精确检测SPR现象共振角的变化。如果在AD转换后辅以数字滤波消除背景光，则可以进一步提高检测性能。

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