房绪鹏，鲁 莹，丁晓康，王 璞

(1.山东科技大学,山东 青岛 266590；2.国家电网菏泽供电公司,山东 菏泽 274000)

近年来,为了提高能源效率,减少环境污染,寻找高效、无污染的可再生能源,世界各国都在大力发展新能源技术。但是,现有的新能源发电技术输出的直流电通常是不稳定的,因此需要使用逆变器将直流电能转化为交流电能,来满足负荷或用户对电能质量的要求。随着技术的不断发展,逆变器广泛应用于光伏发电[1]、燃料电池[2]等领域。在电能转换应用中,阻抗源网络是电源和负载间功率转换的一种有效方法。彭方正[3]于2002 年提出了Z 源的概念,这种电路拓扑结构克服了很多传统逆变器的缺点和不足。2014 年,Yam P Siwakoti 等人[4]提出了Y 源网络拓扑,并验证了该拓扑应用于直流变换器和逆变器中的可行性和可靠性。如图1 所示,Y源逆变器的拓扑结构是由输入侧的Y 源阻抗网络和三相桥式逆变器组成。Y 源阻抗网络的基本形式包括一个无源二极管D1,一个电容器C1以及一个三绕组耦合电感(N1、N2和N3)。

图1 YSI 拓扑结构

Y 源逆变器一般有9 种矢量状态,额外的直通矢量状态以及2 种零矢量和6 种有效矢量的非直通矢量状态。因此,在稳定状态下工作时传统Y 源逆变器的电路可以等效成直通状态和非直通状态。

图2 YSI 等效电路图

由武保东等[5]听述,可知电容电压为:

传统Y 源逆变器直流母线电压为:

式中:K为耦合电感绕组系数,B为逆变器升压因子。

与传统Z 源逆变器一样,式(2)中的分母是需要设置变化范围的,这限制了直通占空比的大小:

传统Y 源逆变器交流侧输出电压为:

式中:调制系数的取值范围为0≤M＜1-D

不同绕组系数K和占空比D下的Y 源逆变器电压增益,如表1 所示。

表1 不同绕组系数K 和占空比D 下的Y 源逆变器电压增益

虽然传统Y 源逆变器具有较高的灵活性和改善电能质量等优点,但是也存在输入电流不连续,电容器应力过大,增加电容器的成本和体积等不足。为了提高Y 源逆变器的性能,提出了一种新的Y 源逆变器。该拓扑结构是在传统Y 源逆变器基础上调换输入侧二极管和逆变桥的位置,同时Y 源阻抗网络中电容器的极性也随之反转。串联型Y 源逆变器不但实现了输入侧电流连续,减小了电容电压应力和启动冲击电流,还保留了传统Y 源逆变器高增益的优点。

1 电路结构及工作原理

图3 为所提出的串联型Y 源逆变器,该电路是由三相桥式逆变器、Y 源阻抗网络和输出级滤波器组成。Y 源阻抗网络是由一个无源二极管D1,一个电容器C1以及一个三绕组耦合电感(N1,N2和N3)组成。与传统的Y 源逆变器一样,电路可等效为2种基本状态,分别为直通状态和非直通状态。

图3 串联型Y 源逆变器拓扑结构

如图4(a)是等效电路的非直通状态,此时输入侧电源和耦合电感向电容C1充电,二极管D1处于自然导通状态,此时输入侧的电流与负载侧的电流相等。根据KVL 定理,对该电路列写电压方程可得:

图4 串联型Y 源逆变器稳态等效电路图

式中:N1、N2、N3为三绕组耦合电感的匝数比值。

由式(6)可得非直通状态下绕组的电感电压为:

如图4(b)为串联型Y源逆变器处于直通状态时的等效电路,此时输入侧电源经逆变桥向耦合电感充电,电容释放能量,二极管因电容电压处于反向截止的状态,而输入侧的电流与这一时刻的直通电流相等。由KVL 定理可得下列公式:

根据电感的伏秒平衡原理可知:

将式(7)和式(8)代入式(9)可得:

将式(10)简化可得:

将式(7)、式(11)代入式(5)可得:

定义式中的Q和B分别为串联型Y 源逆变器的耦合电感绕组系数和升压比。

通过式(12)设置分母大于零,串联型Y 源逆变器的的变化范围可由式(13)表示,耦合电感的绕组系数与占空比存在以下关系:

若定义串联型Y 源逆变器的调制因子为M≤(1-D),则其逆变器的输出交流电压的峰值为:

可根据式(12)画出不同绕组系数Q和占空比D下的串联型Y 源逆变器电压增益Gv变化情况,如图5 所示。

图5 不同绕组系数Q 和占空比D 下串联型Y 源逆变器的理想电压增益

从图5 可知,实现高电压增益可以通过改变绕组系数Q和占空比D,通过选择绕组的匝数组合可改变绕组系数Q的大小,这极大地提高了阻抗源逆变器升压能力的灵活性。由图5 可知增加绕组系数Q,不但能使升压能力得到提高,也提高了调制系数Mmax的上限,并改善了交流输出侧的波形。

2 电容电压应力及启动冲击电流分析

由式(1)、式(11)可知绕组系数和占空比都会影响传统Y 源逆变器电容电压VC1和串联型Y 源逆变器电容电压V′C1的大小。为了比较两者电容电压应力的大小,设传统Y 源逆变器和串联型Y 源逆变器具有相同的绕组系数,即K=Q

将式(15)代入式(1)和式(11)可得:

由式(16)可知串联型Y 源逆变器的电容电压要小于传统Y 源逆变器的电容电压。假定两者的绕组系数为n=3,电容电压｜VC1｜和｜V′C1｜随占空比D变化的关系如图6 所示。

图6 n＝3 时两种拓扑的电容电压应力

由图6 可知占空比D越小,两种拓扑的电容电压相差越大,当占空比D趋近于极限时,两者基本相等。但是在实际应用中,为减小开关管的损耗,延长其使用寿命,逆变器的占空比D一般运行在低范围下,因此串联型Y 源逆变器更具有实际应用价值。

因为传统Y 源逆变器中存在较大的启动冲击电流,容易使器件的使用寿命缩短甚至会直接损坏器件。由于在串联型Y 源逆变器中调换了逆变桥与二极管的位置,阻断了电路启动时电容充电回路,极大地降低了启动冲击电流。在逆变器中如果所带负载为感性负载,那么逆变桥可以近似等效成电流源,这也能起到缓冲启动电流冲击的作用。并且,可以通过选择合理的控制策略来缓解启动电流的冲击。

由于逆变桥代替了原拓扑中的二极管,输入电流由断续变为连续,系统的性能得到了优化,所以串联型Y 源逆变器的应用前景更加广阔。

3 仿真验证

为了验证上述理论分析的正确性,在MATLAB/Simulink 下进行仿真电路的搭建。使用表2 中的参数进行仿真,以验证串联型Y 源逆变器的性能。与Z 源逆变器和Y 源逆变器升压原理相似,串联型Y源逆变器需要利用零电压矢量,在其PWM 调制信号中加入直通零矢量才能实现升压效果。

表2 电路仿真参数

为了验证所提出的逆变器的可行性,考虑了不同的情况,分别采用不同的耦合电感绕组系数Q以及直通占空比D进行仿真。

图7(a)和图8(a)显示了所述逆变器的输入电流。C1上的电压分别如图7(b)和图8(b)所示,图7(c)和图8(c)显示的是直流母线电压,三相交流输出电压如图7(d)和图8(d),这与Q=3 和Q=4时的理论结果一致。由式(11)、式(12)、式(14)可知,当D=0.15,Q=3,和D=0.15,Q=4,时,理论上串联型Y 源逆变器的电容电压值分别为21.82 V 和45.00 V,直流母线电压分别为72.7 V 和100.0 V,输出电压分别为29.1 V 和40.0 V,所提出的D=0.15逆变器的所有仿真波形如图7 和图8 所示。两种情况下的波形及幅值均符合推导的表达式。仿真结果与理论分析的一致性验证了串联型Y 源逆变器输入电流的连续性且具有较低电容电压应力和较高的升压能力。

图7 在耦合电感绕组系数Q＝3 以及直通占空比D＝0.15 时的仿真波形图

图8 在耦合电感绕组系数Q＝4 以及直通占空比D＝0.15 时的仿真波形图

4 实验结果

为了证明其有效性,搭建硬件电路实验来检验耦合电感绕组系数Q=3(N1∶N2∶N3=2∶1∶7)和直通占空比D=0.15 时的波形。实验样机的主电路器件参数与 Simulink 仿真模型是一致的,选用TMS320F28335 浮点型高速数字信号处理器产生串联型Y 源逆变器控制信号。驱动电路选用IR2110驱动芯片,利用MSO-X3034A 型示波器记录波形。

图9 实验样机

由图10 可知串联型Y 源逆变器的输入电流是连续的,并且冲击电流较小。

图10 输入电流

如图11 为串联型Y 源逆变器在耦合电感系数K(Q)=3 以及直通占空比D=0.15 时的电容电压实验波形。由图可知,串联型Y 源逆变器的电容电压为20 V,由于器件损耗和实验误差,其结果与理论值基本一致,验证了串联型Y 源逆变器具有低电容电压应力工作特性的优势。

如图12 为串联型Y 源逆变器在耦合电感系数K(Q)=3 以及直通占空比D=0.15 时的直流母线电压实验波形,其测量数值为68.5 V,理论值为72.7 V,考虑到功率开关管和二极管等器件损耗,可认为实验结果与理论分析结果一致。

图12 直流母线电压

如图13 是串联型Y 源逆变器的三相交流输出电压实验波形,其实验波形峰值平均为28 V,与理论值29.08 V 基本一致,所提出电路的可行性与可靠性得到了验证。

图13 三相交流输出

考虑到器件损耗等问题,该逆变器的实际输出值与理论值存在一定的误差,但该误差在允许的范围内,证明了上述分析和仿真实验的正确性和可靠性。

5 结论

提出了一种基于Z 源逆变器和传统Y 源逆变器的新型拓扑结构——串联型Y 源逆变器。所提出的新型电路不仅继承了传统Y 源逆变器高电压增益的优点,推导出的数学表达式和仿真结果表明,其具有输入电流连续和低电容电压应力的优势,降低了整个逆变器系统的体积和成本,适合输入电压大范围波动的应用场合。