于 广，申 华，刘 龙，王 伟

(大连东软信息学院，辽宁大连 116023)

随着电子仪器设备朝着小型化、高功率密度、高效率、高可靠性、绿色化方向发展，轻、薄、小等成为衡量仪器设备是否先进的重要标志。设计高功率、高效率的开关电源是电源变换器研究的重要内容[1]。

储能元件尺寸制约着变换器小型化。在变换器中应用高频电路，可以选用小尺寸储能元件(变压器和滤波器)，可以提高变换器功率密度和减小其体积。提高开关频率会增加开关耗能降低转换效率。软开关技术能有效降低开关耗能和减少开关自身产生电磁干扰(EMI，Electromagnetic Interference)，可以破解频率提高时开关效率降低和功率密度提高之间的矛盾[2]。

1 设计方案

样机规格：

输入电压为交流AC，50 Hz，90～264 V；

输出电压为直流DC，(19.5±0.975)V；

输出功率为90 W；

满载效率大于89%；

额定功率因数大于0.99；

输入电流谐波满足IEC61000-3-2。

90 W 开关电源采用Boost 拓扑结构的功率因数校正(PFC，power factor correction)电路，加LLC 谐振变换器两级式结构。前级PFC 对输入电流进行整形以减少电流谐波并输出稳定直流电压[3]。LLC 谐振变换器实现DC/DC 变换和隔离，采用同步整流提高转换效率。变换器系统框图见图1。

图1 变换器系统框图

LLC 谐振变换器做电源变换器的核心拓扑，实现高频下软开关，控制芯片用高压谐振控制器L6599[4]。

前级采用升压有源功率因数校正电路(Boost+APFC)输入端接电感以提高功率因数PF和降低输入电流总谐波畸变(total harmonic distortion，THD)，控制芯片用安森美功率因数校正控制器MC33368[5]。

前级PFC 输出直流电压，当输入不进行高低压切换时则输出恒定，给后级LLC 谐振变换器直流变换(DC/DC)优化提供了条件。谐振变换器反馈环路能依据负载变换进行快速调整，保持输出电压稳定。变压器副边的同步整流用通态电阻极低MOSFET 取代二极管，降低整流损耗并提高变换器转换效率。

2 LLC 谐振变换器理想工作频率

2.1 LLC 谐振变换器拓扑结构及优势

图1 中的LLC 串联谐振变换器(SRC)由电容Cs、电感Ls和电感Lm组成，Lm为变压器本身激磁电感。LLC 谐振变换器拓扑结构简单、电磁干扰小，可具有更高工作频率。原边开关管可实现零电压开关(zero voltage switching，ZVS)开通和副边开关管可实现零电流开关(zero current switching，ZCS)关断，有更高功率密度和效率，是中小功率变换器的优选拓扑[6]。

LLC 串联谐振变换器转换效率可以在输入电压高点进行优化，能够很好地克服在宽电压输入时，电源效率随输入电压升高而变差的缺点，可实现ZVS 和减少噪声，提升EMI性能。

2.2 LLC 谐振变换器的谐振频率

LLC 谐振变换器采用不对称半桥电路实现软开关变换，获得较高效率。半桥电路多采用脉宽调制(PWM)控制，也可以脉频调制(PFM)控制。LLC 串谐振等效电路见图2。

图2 LLC谐振变换器等效电路

采用PFM 控制的LLC，当变压器副边同步整流管工作时，相当一个二极管，变压器原边电压被输出电压钳位，此时加在励磁电感Lm上电压恒定，不参与谐振[7]，只有电感Ls和电容Cs参与谐振，谐振点频率frs为：

当变压器副边同步整流管不工作时，相当于变压器与输出端断开，Lm也将不再被输出电压钳位，当然此时也没有能量传递到输出端[8]。此时谐振电容Cr、谐振电感Lr和励磁电感Lm共同谐振，此时谐振频率frm为：

LLC 谐振变换器可以工作在f>frs频率段，也可以工作在f≤frs频率段，原边开关管都能实现ZVS 开通；在fm

3 LLC 谐振变换器设计

3.1 LLC 变换器设计规格

输入电压一般为Vin，nor=385 V，最小为Vin，min=330 V，最大为Vin，max=400 V；

输出电压一般为Vo，nor=19.5 V；

输出功率Po=90 W，Io=4.62 A；

谐振频率fo=130 kHz。

3.2 LLC 谐振变换器参数设计

3.2.1 LLC 谐振腔参数设计

依据PFC 输出最高电压，LLC 变换器工作在f=fs，可知Vin，max=2nVo，修正因输出整流电压降影响，变压器匝比n为:

依据计算的匝比数，确定变压器原边、副边匝数分别为40 和4。设定变换器工作频率130 kHz，最小频率100 kHz，谐振电容耐压500 V。当工作电压为300 V 时，参照文献[11]的计算方法，计算LLC 谐振网络参数：

软开关工作状态验证时，设定LLC 谐振变换器谐振参数为Cs=12 nF(500 V)，Ls=135 μH，Lm=750 μH，验证2 个谐振点频率：

计算高低压输入时稳定输出电压的工作频率调整范围：

因fmin=94 kHz＞frm=49 kHz，在宽电压输入范围内，LLC工作在软开关状态。

控制电路工作频率参数依据控制芯片参数确定，芯片引脚3 外接定时电容Cf=220 pF(50 V)、芯片引脚4 外接最低工作频率设置电阻Rf，min=19.1 kΩ、最高工作频率设置电阻Rf,max=5.9 kΩ。计算可控最小及最大工作频率：

3.2.2 增益及输出电压分析

根据基波分析方法[12]，在频域内对电路进行近似分析，推导其增益表达式。根据LLC 等效电路(图2)计算等效负载R和电感比h。

式中：n为变压器匝比；Vo为输出电压；Io为输出电流；其中谐振角频率为ωs为：

频率归一化系数α为：

简化后增益表达式见式(17)，代入输入电压，可得到输出电压：

满载和空载、最小和最大输入电压下的输出电压曲线见图3。

图3 输出不同等级负载下的频率对输出电压调节

4 同步整流和Burst 控制模式

因整流二极管的导通压降较高，这样在电流较大的情况下，输出整流二极管的损耗尤为突出，尤其在输出低电压大电流的场合，会导致电源转换效率明显降低，已经成为制约电源转换效率提高的瓶颈。传统的靠二极管进行整流的方案已经不适合低输出电压和大电流输出开关电源的高效率和高功率密度的需求，所以选用同步整流方案，采用导通电阻很小的同步整流MOSFET，对变压器副边输出的交流电进行整流得到稳定直流输出，有效地提升了开关电源效率。

文中选用高集成、周围所需分立元件少的同步整流控制芯片TEA1791A[13]。因在空载和轻载时，随着导通损耗的降低，开关损耗的比重得以凸显。为了提升此时效率，将反馈电路引入LLC 核心控制芯片L6599 的STBY 管脚，让其在空载或很轻负载时工作在间歇工作(Burst)模式，让开关管隔些开关周期再开启运行，这样空载时平均开关频率可降到百赫兹数量级，因此使与频率正相关的开关损耗降低，从而有效地提高空轻载效率[14]。

5 实验结果

5.1 谐波电流

前级PFC 电路因扩大了整流桥导通角，改善了输入电流波形，从而能改善输入电流THD，减少谐波污染和提高功率因数。功率因数(PF，power factor)与THD满足如下关系[15]：

开关电源不同PF之间的移向因数(cosφ)差异化不大，而畸变因数THD占主导，对大于75 W 中小功率电源，现行广泛采用IEC6 1000-3-2 谐波强制标准，用电设备对40 次以内的电流谐波提出要求[16]。样机经测试满足IEC6 1000-3-2 谐波强制标准要求，前20 次谐波电流测试值与EN61000-3-2 标准值比较，如图4 所示。

图4 谐波电流值与EN61000-3-2标准值比较

5.2 开关电源转换效率

高低压输入测试各功率点效率，测试数据见表1。该电路满载转换效率大于90%，平均转换效率大于89%。

表1 高低压输入时转换效率

6 结论

设计的LLC 谐振电路的样机选用Boost 拓扑的PFC 电路和同步整流电路，尺寸12 cm×5.8 cm×1.7 cm，输出电压19.5 V，电流4.62 A。通过等效电路谐振频率点和增益计算给出变换器理想工作频率范围，电路功率管工作在软开关状态，电压纹波峰峰值小于200 mV，平均效率87%，功率密度500 kW/m3。该电路兼顾宽输入电压、低压大电流输出、高功率密度和高效率等优点。