许志坤，苏建徽，赖纪东，徐海波

(1.合肥工业大学光伏系统教育部工程研究中心，安徽 合肥 230009；2.东莞南方半导体科技有限公司，广东 东莞 523000)

为了广泛利用太阳电池，使用最大功率跟踪技术让太阳电池始终输出最大功率，但太阳光照和环境温度等因素的变化范围一般都比较大，这时最大功率点跟踪电路的占空比变化也相应比较大[1]。随着宽禁带半导体器件的逐步商业化，未来替代硅基功率器件己经成为了趋势。第三代半导体材料具有优越性能，能够耐高压，实现低导通电阻，加快开关速度，更适合用于高频场合[2]。这些特性对器件栅极驱动提出了占空比宽范围、更高的传输速度和抗干扰要求[3-4]。

近年来，一些学者对变压器耦合隔离驱动电路进行了研究。NGUYEN等实现了一种新型MOSFET驱动电路，能够在较低频率和任何占空比下工作，但是驱动波形受到变压器磁恢复时间的限制[5]。范霁康等提出了一种基于载波调制方式的电磁隔离电路，可以传输占空比0～100%的驱动信号，但存在载波周期边沿不确定性和周期内脉宽畸变的问题[6]。电容微分电路是一种常见的脉冲调制信号传输电路，驱动信号的上升、下降沿调制成正、负向的脉冲信号[7]。但这种脉冲为单脉冲，如果受到干扰翻转，则在下一个脉冲到来之前一直处于误动作失控状态，进而对主电路功率器件造成损坏。为了解决这个问题，本文提出一种同步脉冲群调制解调电路，脉冲群的起动与驱动信号的上升、下降沿严格同步，脉冲周期与宽度优化设计，可以实现宽范围的PWM信号调制解调，并保证误动作不影响电路安全。脉冲变压器体积小，解调电路采用单电源供电，驱动电路延迟时间在50 ns以内。

1 同步脉冲群调制解调电路

PWM输出信号的脉宽和相位经隔离传输后，应尽量保证信号的完整和一致性，这就要求驱动隔离电路应具有最小的信号传输延迟，脉冲群调制的同步效果应与微分调制解调一样，且具有更窄的脉宽和更高的频率传输性能。

1.1 输入信号调制电路

同步脉冲群传输的调制电路如图1所示。驱动信号的高低电平通过调制电路提取输入PWM信号的上升、下降沿位置分别输出正、负极性的脉冲群。而且驱动脉冲具有足够的上升和下降速度，前沿和后沿都非常陡峭，减少电路的延迟时间和信号失真。

图1 信号调制电路图

调制电路在一个开关周期内的工作状态如图2所示。由于调制电路具有对称性，在此详细描述驱动信号高电平部分。Vin为输入信号的端电压，VN为变压器一次侧的端电压，VC1为电容C1上电压，VTH＋、VTH-分别为与非门U2输入电平由低到高和由高到低的阈值电压，VN1＋、VN2＋为一个脉冲上升周期内电压VN的幅值，VN1-、VN2-为一个脉冲复位周期电压VN的幅值。

图2 调制电路各点波形

t0时刻，输入信号Vin由低电平变为高电平，此时电容电压VC1为低电平，与非门U2的输出为高电平，并对电容C1充电。

t1时刻，电容C1上升到VTH＋，与非门U2输出低电平，电容C1通过电阻R1放电。

电容充放电的时间：

输入宽范围占空比的驱动PWM信号时，通过U3、U5输出源内阻R0来实现磁复位。合理设计变压器，使得励磁电感上电流上升和电流下降达到平衡。同时能在主电路功率器件短路故障承受能力范围内，快速纠正误动作，不影响电路安全。这两者要折衷考虑：脉冲周期与宽度优化设计。

1.2 信号解调电路

解调过程则先将二次侧的调制信号通过串入电阻把正负极性的脉冲群转变成单极性的脉冲群，具体电路如图3所示。采用单电源供电的施密特触发器，保证上升下降沿时迅速准确翻转，将驱动信号还原，施密特电路的传输特性如图4所示。相比较用分立器件解调的方法，电路结构简单实用，不需要正负电源供电。

图3 信号解调电路图

图4 施密特电路传输特性

解调电路在一个开关周期内的工作状态如图5所示，同样以驱动信号高电平部分为例。Vag为变压器二次侧同名端对地电压，Vab为变压器二次侧端电压，Vbg为电阻R9对地电压，VP1＋、VP2＋为一个脉冲上升周期内电压Vab的幅值，VP1＋、VP2＋为一个脉冲复位周期电压Vab的幅值。

t0时刻，Vab输入正高电平VP1+,Vag为VP1++Vbg＞VT+，Vo输出高电平。之后的Vag电压幅值在Vbg+VP1+与Vbg+VP2－范围之间，VP2－要满足下面的约束条件，否则施密特电路不能正确解调出驱动信号。

t3时刻，Vab输入负高电平－VP1+，Vag为－VP1++Vbg＜VT－，Vo输出低电平。

图5 解调电路工作波形

2 参数计算分析

与非门 U2、U4选用 SN74HC00 芯片，与门 U3、U5选用SN74HC08芯片，电源VCC=5 V，VTH+=3.5 V，VTH-=1.5 V。IO=-4 mA时，VOH=4.8 V；IO=4 mA时，VOL=0.2 V，等效源内阻为50 Ω。施密特触发器选用74HC14反相器，它的输入上升、下降时间为20 ns。脉冲群的脉冲宽度要满足大于这个时间，本文脉冲宽度选择50 ns，取C1=1 nF，R1=30 Ω。施密特触发器选择用74HC14反相器串联，VT+=2.0 V，VT-=3.0 V。代入公式(6)得到电阻R8=R9，由于74HC14的最大输入电流20 mA，这里电阻值取 5 kΩ。由公式(7)、(8)可得VP2－≥-0.5 V，本文选择VP2－=-0.2 V。

脉冲变压器参数：脉冲变压器一般采用高磁导率、低剩磁磁芯的铁氧体磁环绕组变压器。因为环形磁芯可以提高一次侧、二次侧绕组间的距离，实现高压隔离。在实际应用中，通常通过减小变压器漏感Lk达到缩短驱动开通电压建立时间的目的。用来估算漏感的公式[8]：

式中：μ0为真空磁导率；N为初级匝数；lm为绕组平均匝长；σr为初次级间绝缘层厚度；dm为各绕组厚度；M为漏磁势组数；hm为初次绕组平均宽度。而要减小脉冲顶部的斜率(顶降)，需要增大脉冲变压器的励磁电感Lm。原边励磁电感计算式为：

式中：μ为铁氧体磁导率；S为变压器磁芯的截面积；N为初级匝数；l为磁芯磁路长度。

本文使用了Ferroxcube的TC6/4/2铁氧体磁环，其内外径分别为4和6 mm，高度为2 mm，有效截面积Ae为1.97 mm²，最大工作温度为200℃。原边、副边匝比N1∶N2=2∶1，原边匝数为8匝，副边匝数为4匝，便于安装和固定。励磁电感Lm约为80 μH，漏感仅为1.8 nH，符合脉冲驱动信号的传输要求。

在上面所述与门U3、U5输出条件下等效源内阻R0为100 Ω，励磁电感Lm约为80 μH。算出电流上升下降变化3 mA，VN1－=0.15 V，VN2－=0.45 V。代入公式(3)、(4)可得TW2大于783 ns。本文选择TW2=800 ns，脉冲宽度50 ns，脉冲周期850 ns，符合短路故障耐受时间2µs以内的要求[9-10]。将上述参数代入式(2)可解出R2=945 Ω。根据实际运用，VB=VCC=5 V，R3=5 kΩ，Q1和Q2选用HN1C01F芯片，内含一对NPN三极管。

3 仿真与实验

3.1 仿真结果

为了验证理论分析的正确性，本文使用仿真软件Saber对所提出的电路进行仿真。仿真电路中相关器件参数与上文所示一致。仿真结果如图6所示。图中上半部分为解调出的PWM信号，下半部分为解调电路输入信号。

图6 电路的仿真波形

图6(a)为正常传输情况下的波形，调制电路产生正负的脉冲群，通过脉冲变压器被解调电路还原出驱动信号；图6(b)为电路出现干扰脉冲传输波形，当出现干扰脉冲导致解调电路误动作后快速排除干扰恢复正常。

3.2 实验结果

为验证上述分析的正确性，搭建了脉冲群调制解调方式的驱动信号磁隔离传输电路实验平台。

当输出信号由高电平变为低电平时，无源探头的结电容通过反相器放电；当输出信号由低电平变为高电平时，触发器输出对结电容充电。

图7(a)和(b)为驱动电路传输占空比为10%和90%的100 kHz脉冲信号实验波形，能够传输宽占空比信号。

图8(a)和(b)为驱动电路的输入输出边沿放大波形，其中开通、关断延迟50 ns。开通上升时间和关断下降时间约为20 ns。

由于实验中示波器探头的非理想性，其输入100 pF的结电容充当负载电容CL。查阅施密特反相器SN74HC14的数据手册CL=50 pF，延迟时间12 ns，上升下降时间8 ns，而示波器实测延迟时间20 ns，上升下降时间18 ns。在实际电路中，后一级电路输入电容大约是10 pF，那么实际驱动电路调制解调开通、关断延迟大约35 ns，上升下降时间10 ns。

图7 100 kHz下不同占空比电路实验波形

图8 输入输出边沿放大实验波形

4 结论

本文根据磁隔离驱动电路的设计要求，对其驱动电路信号传输进行开发设计。通过采用同步脉冲群调制解调电路，脉冲周期与宽度优化设计，合理设计变压器参数，脉冲周期内变压器实现磁复位；满足太阳电池最大功率跟踪等宽范围占空比PWM信号传输，具有较小的信号传输延迟，大约35 ns；对传输过程中出现干扰脉冲导致解调电路误动作后，能够在故障承受能力范围内快速纠正干扰恢复正常；最后通过搭建仿真与实验平台，验证了该电路的有效性以及可靠性。