张先进，吴 迪

（1.江苏省风光互补发电工程技术研究开发中心 江苏工程职业技术学院，江苏 南通 226007；2.淮海工学院，江苏 连云港 222005）

0 引 言

直流输电具有输送功率容量大、损耗小、输送距离远以及稳定性好等特点，得到了广泛研究和应用[1-2]。利用电力电子技术实现输电系统中的电压变换和能量传递的直流变压器，非常适合于直流输电。随着分布式直流供电的发展，直流变压器在新能源发电系统中也越来越吸引人们的关注[3-6]。

在功率变换器中，高频功率变压器起着电压、电流变换、功率传输和电气隔离等作用，经常会因各种因素引起高频变压器工作在不完全对称的情况下，易引起高频变压器中存在偏磁问题。偏磁轻则会引起变压器和功率半导体器件的功耗增加、温升上升和机械噪声变大等问题，限制磁芯的利用率，降低电源性能，严重时则会损坏功率器件[7-11]。虽然直流变压器也是一种直流功率变换器，但是在直流功率变换器中常用的几种抑制偏磁方法[7-11]通常无法直接应用于直流变压器。

本文在结合已有抑制偏磁方法和全桥直流变压器特性上，研究一种带偏置电压的互补驱动抑制偏磁闭环控制方法，既符合直流变压器特性，又能解决全桥直流变压器中的偏磁问题。

1 产生的机理和常用抑制偏磁方法

变压器偏磁主要是由作用在变压器原边上电压正反两个方向伏秒积不相等引起的[12]。当变压器一次侧受到电压u作用时，侧磁链为：

如图1所示，设e+和e-分别是作用在变压器原边正、负方波电压幅值、ton+和ton-分别是作用时间，则变压器正负半周磁链变化量分别为：

图1 功率变压器模型

如 果 e+=e-、ton+=ton-， 则 |ΔΨ+|=|ΔΨ-|， 即 伏 秒 积相等。此时，变压器磁化电流波形正负对称，变压器原边电流也对称，即变压器无偏磁；如果e+≠e-或者ton+≠ ton-，由式（2）和式（3）可知，|ΔΨ+|≠ |ΔΨ-|，即变压器伏秒积不等，产生偏磁现象，变压器原边电流不对称，其平均值也不为零。

当变压器偏磁严重时，磁芯将进入单方向深度饱和，造成单向磁化电流剧增。通常，在磁芯没有达到新的平衡前，功率管有可能因过流而损坏。所以，要抑制高频变压器偏磁，避免出现饱和。

造成变压器偏磁的主要原因，通常有[7-11]：

（1）作用在变压器原边绕组上电压正负两个方向大小不相等；

（2）作用在变压器绕原边组上正负两个方向的电压时间不相等；

（3）电压瞬间变化，造成作用在变压器原边上的电压和时间同时都不相等。

由于功率器件特性（如导通压降、开通/关断时间等）差异，在双极性类型变换器（如推挽、全桥、半桥等）中，偏磁总是存在，且随着外部环境（如负载的变化、温升等）的变化而变化[7-8]。

抑制变压器的偏磁常有以下几种方法[7-11]：

（1）变压器原边串联隔直电容。因为初级电流通过隔直电容，所以在高频大功率时，损耗大；高频大电流电容的体积和重量也大，价格也高。

（2）变压器开气隙。气隙可以降低铁芯导磁率，提高抗偏磁能力，但会带来额外损耗。

（3）偏磁控制电路。检测变压器偏磁量（如测量变压器原边伏秒积或正负电流峰值等，但是这些方法实现比较复杂）来改变作用在变压器原边脉冲电压的宽度，达到减少或消除偏磁。

直流变压器也可以采用上述方法，但是为了提高效率、降低电路成本，并考虑到直流变压器特点（特别是最大占空比工作），这些方法不能直接应用于直流变压器。本文研究一种引入直流偏置电压和取变压器原边电流平均值的互补驱动控制方法，即能使全桥直流变压器工作在最大占空比状态下，又能抑制高频变压器偏磁。

2 全桥直流变压器偏磁抑制

2.1 电路构成

全桥直流变压器电路如图2所示，由4个开关管（S1、S2、S3、S4）、原边电感L（包括变压器漏感）、高频变压器T、整流二极管（D1、D2、D3、D4）和输出滤波电容（C）组成。其中，每只开关管以接近0.5最大占空比工作。在开关频率足够高、无偏磁等条件下，直流变压器输入电压Uin和输出电压Uout关系为[6]：

其中Ts为开关周期，n为原、副边匝比，io输出电流。

图2 全桥直流变压器

2.2 抑制偏磁方法

在最大占空比控制之下，无法保证高频变压器不出现偏磁现象。为满足每只开关管都尽可能工作在最大占空比状态下，结合已有抑制偏磁的控制方法，本文提出如图3所示的偏磁抑制控制方法。

图3 抑制偏磁原理图

图3 中，MFB LPF是多输入负反馈低通滤波器[12]，读取变压器原边电流iL平均值；Upeak是载波峰值，直流偏置电压Uref=Upeak/ 2。引入直流偏置电压Uref，实现变压器无偏磁时占空比最大，即接近0.5；引入参考值为零的PI调节器A2，其输出和直流偏置电压共同微调开关管S1～S4占空比，从而控制变压器原边电流直流分量为零，即抑制高频变压器偏磁。

基本控制原理：通过LPF取出高频变压器原边电流iL直流分量，送至PI调节器A2反向输入端，A2同向输入端接地。PI调解器A2输出与偏置电压Uref进行运算，再通过比较器COM得到S1～S4驱动信号。当高频变压器发生正向偏磁时，通过比较器COM增加S1、S4导通时间和减少开关管S2、S3导通时间，使高频变压器原边电流中的直流分量为零；反之，通过减少S1、S4导通时间和增加S2、S3导通时间，高频变压器原边电流中的直流分量为零。

该抑制偏磁控制技术具体工作过程如下：

（1）变压器没有发生偏磁（iL平均值等于零）时，LPF输出为零，PI调节器输出也近似为零；在偏置电压Uref=Upeak/ 2下，开关管S1～S4导通时间维持不变，占空比近似为0.5。

（2）变压器发生负向偏磁（iL平均值小于零）时，LPF输出大于零，PI调节器输出小于零，比较器COM同向输入端电压小于Uref，那么S2和S3占空比增加，而S1和S4占空比减小，使得变压器原边电流中的直流分量为零，实现高频变压器磁平衡。

（3）变压器发生正向偏磁（iL平均值大于零）时，LPF输出小于零，PI调节器输出大于零，比较器COM同向输入端大于Uref，那么S1和S4占空比增加，S2和S3占空比减小，使变压器原边电流中的直流分量为零，实现高频变压器磁平衡。

3 实验结果与分析

主要参数：变压器磁芯EE55、原/副边匝比n=86:9、漏感为89 μH，输出滤波电容4 700 μF，开关频率20 kHz，S1～S4为IRF460，D1～D4为DESI60-02，额定输入/输出电压Uin=Uout为300 V/24 V。MFB LPF截止频率 1 kHz、C1=C2=10 nF、R1=R2=11 kΩ、R4=22 kΩ、R3=3.6 kΩ、C3=100 nF、R5=R6=22 kΩ。

实验波形中，CH4为变压器原边电流，CH1/CH2为S1和S2驱动信号ugs1和ugs2。

3.1 未加偏磁抑制

将图3中A2的输出断开，占空比仅由偏置电压Uref控制，每只开关管占空比接近最大，近似为0.5。图4给出Uin=299.40 V、Uout=26.00 V和输出电流Io=24 A时实验波形；图5给出Uin=296.60 V、Uo=24.88 V和Io=31 A时实验波形。

图4 轻微偏磁实验波形

图5 较重偏磁实验波形

从图4和图5中变压器原边电流iL以及实验条件可以看出：随着输出负载的增加，变压器原边电流正负两个方向波形不对称程度加大，高频变压器偏磁问题越来越严重。如果不引入偏磁抑制，随着负载的进一步增加，高频变压器必将出现饱和问题。

3.2 加偏磁抑制

采用图3的方法进行抑制偏磁实验。这时占空比将由偏置电压Uref和PI调节器A2输出共同控制。图6给出Uin=298.9 V、Uo=24.0 V和Io=40 A的实验波形。

对比图4、图5和图6及实验条件，从变压器原边电流iL可以看出：引入偏磁校正技术后，虽然负载增大，但是高频变压器原边电流仍然是对称的，并没有出现偏磁现象；同时，也可以看出占空比仍然保持最大值。可见，图3偏磁校正技术不但能够很好地抑制高频变压器偏磁问题，而且能够满足全桥直流变压器中开关管工作在最大占空比状态的需求。

图6 带抑制偏磁实验波形

4 结 论

随着直流分布式供电系统的发展，直流变压器得到了越来越多的应用。但是，直流变压器中高频变压器偏磁会影响直流变压器性能。因此，本文简述高频变压器偏磁产生的原因和常用偏磁抑制方法，研究了一种带偏置电压的全桥直流变压器偏磁抑制方法，并进行了分析和实验验证。实验结果表明，该控制方法不但能够满足直流变压器特性，而且能够有效抑制高频变压器偏磁。