赵 丹，黄 辉

(西安机电信息技术研究所，陕西 西安 710065)

0 引言

线性调频连续波(LFMCW)体制雷达的射频信号由调制器产生的调制信号控制压控振荡器(VCO)产生，其中VCO的频率输出与其调制端信号的电压呈理论上的线性关系。锯齿波作为常用的线性调制电压信号，连接VCO调制输入端后通过控制其中变容二极管的结电容实现对振荡电路谐振频率的调谐，最终使VCO的输出频率跟随调制电压实现线性变化。基于LFMCW体制的调频无线电引信利用差频回波中各谐波与距离的线性对应关系完成对炸高的连续测量，测量的距离分辨率取决于调频带宽[1-2]。差频回波是由调频引信锯齿波发生器所发射锯齿波信号与经过时间延迟的锯齿波信号通过混频器的差拍作用得到。当锯齿波发生器所产生锯齿波信号的线性度较理想时，可实现较高精度的炸高距离测量[3]。而在调频引信的实际使用过程中，锯齿波发生器所产生锯齿波信号具有一定的非线性度，造成差频回波中各谐波与距离线性对应关系恶化，导致炸高分辨率下降[4-5]。可见提高调频引信的炸高分辨率的关键是保证锯齿波发生器所产生锯齿波信号的线性度。

传统调频引信锯齿波发生器产生锯齿波的方法是采用脉冲电压源对RC电路信号进行积分运算[6]，通过电容在脉冲高、低电平上的充放电过程得到锯齿波信号，其周期由脉冲的周期和占空比共同决定。传统方法虽然可以从理论上保证通过基于运算放大器对电容充放电运算为线性的，但其前提是运放为理想的，而实际所使用运放器件的总是非理想的，即其开环增益、压摆率等关键指标并不理想[8]，无法保证该积分系统为真正线性的，也就是为什么在工程实践中利用该方法所得锯齿波总是在到达一定幅度范围后线性度开始恶化的原因。传统方法的另一个缺点就是还需要一个稳定的脉冲电压源。在需要较高线性度锯齿波控制电路的应用场合，常使用对恒流源进行定时通断控制的方法，文献[9-10]利用单片集成电路的张弛振荡器或555定时器，对设定的阈值电压间的电容器交替充放电,产生频率反比于定时电容的周期性线性度较好的锯齿波，但其最大缺点是所得锯齿波的线性幅度范围只有电源电压的三分之一，限制了有效测距精度范围，同时还会影响锯齿波信号的上、下幅度值，如果要想增加锯齿波的线性幅度范围就必须增大电源电压，故并不适用于不允许对电源进行调整的调频引信平台。文献[11]在开关电源的脉冲宽度调制电路应用中，采用双比较器构成的施密特触发器控制恒流源得到线性范围较大的锯齿波，但并没有明确如何产生锯齿波，且需要外加双端转单端及电平移位功能电路且均采用三极管(27只)及其外围电路实现，电路复杂且不易于调试。文献[12]采用了分段处理的方法进行回波处理以提高检测精度但需要消耗较大的软硬件资源。因此，针对传统调频引信受锯齿波信号线性度限制而造成锯齿波幅度范围小，导致发射信号带宽不足而影响测距精度的问题，提出了基于双阈值控制威尔逊恒流源的锯齿波发生器。

1 典型脉冲电压源型锯齿波发生器和威尔逊恒流源

1.1 典型脉冲电压源型锯齿波发生器

调频引信中典型锯齿波发生器原理框图如图1所示。该电路主要由外部激励脉冲电压源和RC积分运算电路组成，所需脉冲源波形及产生的锯齿波如图2所示。

当调频近炸引信要求的测距精度为1 m时，其发射信号带宽至少为150 MHz[1]，作为调制信号的锯齿波线性幅度范围一般不应低于3 V。由图2可知，所需脉冲电压源峰峰值为6 V，占空比为75%，该脉冲源一般由具有可编程控制功能的数字逻辑电路或复杂的模拟电路结构实现[7]，且该输出锯齿波的上下门限值与脉冲源的电平值、占空比和RC电路的充电时常均有关，并不方便调节。除上述问题外还可以看到所产生锯齿波的峰峰值约3 V，而线性幅度范围不超过2 V，其原因就是当输出幅值范围较大时，运放器件的压摆率、开环增益等关键指标无法满足大摆幅要求，进而限制了调频引信系统的测距精度。

1.2 威尔逊恒流源

威尔逊恒流源电路由威尔逊早在1967年提出，其电路结构如图3所示。该电路采用了电流负反馈，具有良好的温度特性和较高的输出电阻，且电流传输精度较高[7]，由三个PNP型晶体管(Q1、Q2、Q3)、一个调谐电阻(RT)组成，C1为充放电电容。

C1两端电压与时间满足下式所示的线性关系：

(1)

可见该电路仅需一个单极性供电电源便可得到随时间线性变化的电压值，具有电路形式简单成本低。适用于要求响应速度快、恒流精度高、长期稳定工作适合及各种性质负载(阻性、感性、容性)等场合。

2 双阈值控制威尔逊恒流源的锯齿波发生器

2.1 组成及工作原理分析

为解决传统调频引信受锯齿波调制信号线性度限制而造成锯齿波幅度范围小，导致发射信号带宽不足而影响测距精度的问题，本文设计了基于双阈值控制恒流源的锯齿波发生器，由威尔逊恒流源、双阈值控制电路、充放电电容和一个控制开关组成，通过双比较器和RS触发器的组合得到可以控制恒流源的双阈值电压，实现对电容的充放电控制。如图4所示。双阈值控制电路组成如图5所示，由两个比较器(A1、A2)和一个RS触发器组成。

为控制图4中开关K的通断，使得电容在上门限VH和下门限VL两个位置实现充放电，本文使用了图5所示的双阈值控制电路。比较器A2的同相输入端和A1的反相输入端同时在J点对电容两端电压值U进行取样，分别与上门限电压VH和下门限电压VL进行比较。根据取样结果两个比较器分别输出比较结果U1和U2。U1和U2作为RS触发器的输入，其输出U3为开关K的控制信号。电路加直流电源时，威尔逊恒流源开始工作，此时电容两端电压初始状态为0，并开始线性充电。

一方面，图1中所示的电压型锯齿波产生电路需要调节脉冲的高低电平、占空比以实现对锯齿波的控制，这需要对脉冲的相关指标以及RC积分运算电路充放电时常的取值严格计算以保证所产生锯齿波的指标满足系统需要。而图4将电压源替换为恒流源型，并给一个电容进行充电，所需锯齿波的指标利用式(1)便可简单计算得到。另一方面，不同于三角波的产生方式，图1中电路产生锯齿波时需要将脉冲源占空比调的比较大同时使RC积分运算电路的充电时常远大于放电时常，这在实际电路中并不易实现，得到的锯齿波便如图2所示，线性幅度范围较小。图4中锯齿波产生方法，充电时利用式(1)所示线性关系，放电时则通过开关直接将C形成对参考地的放电路径，可在极短时间内完成放电。解决了RC积分运算电路充放电时常与脉冲源占空比之间的矛盾问题。对于图5中所示双阈值控制电路，VH和VL均可在0～Vcc范围内取值，且当VH=Vcc、VL=0时所得锯齿波的峰峰值为Vpp=VH-VL=Vcc，即图4所示电路产生的锯齿波的最大线性幅度范围为0～Vcc。

由图4和图5可知，本文设计了基于双阈值控制恒流源的锯齿波发生器，使用威尔逊恒流源替代传统锯齿波发生器所使用的电压型脉冲源，通过双比较器和RS触发器的组合得到可以控制恒流源的双阈值电压，实现对电容的充放电控制，大大提高了所产生锯齿波信号线性度。

2.2 测距精度改善分析

对于图1所示的RC积分运算电路，其锯齿波信号线性度与是否使用运放及所选用型号相关指标是否合适有很大关系。式(2)和式(3)分别为是否使用运放得到的锯齿波电压信号表达式[8]：

(2)

(3)

2.3 成本和体积分析

图6为两种电路的PCB尺寸比较示意图，区域1,2,3,4所占PCB面积相同。其中区域1和2为本文设计锯齿波发生器的版图，区域1为威尔逊电流源，区域2中U1为双比较器芯片、U2双路两输入或非门芯片、Q4为控制开关K。区域3和4为图1所示典型锯齿波发生器的版图，区域4为外部可编程控制的电压脉冲源，一般由单片机(U4)或FPGA芯片配以外围电路组成， 区域3中U3为运放，其封装尺寸同U1，R3、R4和C2分别与图1中器件对应。可见，若不考虑区域1(电流源)和4(电压源)，本文设计锯齿波发生器因使用三极管和或非逻辑芯片相比于典型锯齿波发生器的容阻器件会增加成本，但因其器件型号通用且价格低廉，故所增加的成本在可接受范围内，两部分所占用尺寸也相差不大。若考虑区域1(电流源)和4(电压源)，外部可调脉冲电压源会给典型锯齿波发生器的应用增加较多的成本和尺寸消耗，本文设计锯齿波发生器本身带有恒流源，其成本和尺寸都大大降低，且增加了该电路使用的灵活性。

3 电路仿真

为验证图4所示电路的有效性，本文对该电路进行了仿真验证。为便于与图1中电路产生的锯齿波(图2)相比较，图4中电路所产生锯齿波的重复周期、峰峰值和电源电压均相同，即Vpp=6 V,T=1 μs,Vcc=12 V，故根据2.2节中线性度的分析，这里将直接对所产生锯齿波的线性幅度范围进行比较。

确定威尔逊恒流源的电路参数后，即可对图4进行仿真验证。其中图5中的比较器由集成运放实现，型号为TLO64，RS触发器由两个或非门实现，型号为74HC02，开关K由NPN型晶体管实现，型号为9014。图9给出了各部分的仿真结果。

可见图9仿真结果符合第2节中关于电路工作流程的分析。分别将图2和图4中两种不同方法得到的锯齿波进行比较如图10所示。

本文以理想直线为参考标准进行线性度比较，即1 μs处的锯齿波电压值应为6 V，则理想直线表达式为:

y=6t,t∈(0～1 μs)

(4)

将式(4)表示的理想直线与图10中的两种曲线在1 μs内(即一个调制周期)的对比如图11所示，三种曲线的比较结果见表1。

表1 线性范围比较

Tab.1 Comparison of linea range

比较曲线峰峰值/V线性幅度范围/V信号源标准参考直线66———本文设计锯齿波6.3>6威尔逊恒流源典型方法设计锯齿波3<2(线段3)外部可调脉冲电压源

可见，本文所设计基于双阈值控制恒流源的锯齿波发生器(图4)所产生锯齿波可实现0～Vcc的线性幅度范围。文献[9]中基于555定时器的控制方法，其幅度范围则被限制在Vcc/3～2Vcc/3内，这是由于555芯片内阈值控制电路的阈值已经固定为Vcc/3(2管脚)和2Vcc/3(5管脚)。

4 结论

本文提出了基于双阈值控制威尔逊恒流源的锯齿波发生器，是通过双比较器和RS触发器的组合得到可以控制威尔逊恒流源的双阈值电压，完成对电容的充放电控制。仿真计算结果表明该电路最大可实现0～Vcc的线性幅度范围，并可在该范围内方便调节，且所消耗的成本、体积也均小于传统脉冲电压源型锯齿波发生器。利用本文所提产生锯齿波方法可将调频引信的测距精度在现有基础上提高3倍。为进一步验证以上理论仿真计算结果的有效性，还应将该方法应用于工程实践，获取板极和系统级测试数据。

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