史永胜，李　利，余　彬

（1.陕西科技大学 理学院，陕西 西安 710021；2.陕西科技大学 电气与信息工程学院，陕西 西安 710021）

高性能移相全桥变换器的设计与实现*

史永胜1，2，李利2，余彬2

（1.陕西科技大学 理学院，陕西 西安 710021；2.陕西科技大学 电气与信息工程学院，陕西 西安 710021）

为提高移相全桥变换器在中大功率应用场合的总体性能，提出了采用倍流整流电路、饱和谐振电感、增加隔直电容和二极管钳位电路的方法来实现移相全桥变换器的小型化、高效化、高可靠等，并综合考虑各因素的相互影响，对主电路参数进行了详细设计。研制了一台24 V/600 W，50 kHz的样机，实验验证了其在20%及以上负载范围内能实现软开关，输出电压纹波低于0.5%，20%负载时效率达80%，60%及以上负载时效率达 90%以上，证明了该设计方法的可行性。

移相全桥变换器；高性能；拓扑；参数设计

0　引言

近年来，随着电力电子技术的不断发展，移相全桥变换器已成为中大功率开关电源的发展主流。为不断提高其性能，国内外研究学者已对优化改进其拓扑做了深入研究，如扩大滞后桥臂开关范围，文献［1］提出在变压器原边增加2个开关管；文献［2］提出增大变压器漏感。为减小副边的寄生振荡，文献［3］提出加入RCD吸收网络,并对主电路部分关键参数进行了设计；文献［4］提出加入有源箝位电路；文献［5］采用反向恢复时间短、寄生参数小的二极管。为避免功率耗散问题，文献［6］添加了辅助电路。文献［7］提出了两个对称的半桥逆变器组成一个全桥结构的拓扑。为了增大原边开关管零电压开关范围，文献［8］提出一种新颖的采用辅助网络的 ZVS全桥变换器，并对其辅助网络参数进行了设计。

如今，研究学者主要考虑单方面不足在拓扑上对移相全桥变换器进行改进，很少有文献综合考虑多方面不足来改进拓扑，并对主电路参数进行详细设计，而参数设计的好坏也直接影响变换器的总体性能。为使移相全桥变换器实现小型化、高效化、高可靠、低噪声，本文综合考虑这些特点，提出了一种高性能移相全桥变换器。不仅对移相全桥变换器拓扑进行了改进，而且还对主电路参数进行了详细设计，最终达到了改善其总体性能的目标。

1　新型移相全桥变换器

因倍流整流电路导通损耗小，变压器二次侧绕组平均电流是负载平均电流的一半，在相同纹波要求下滤波电感电容值较小，变压器设计简单，两个滤波电感具有对称性，有利于磁集成，可进一步缩小变换器体积，减轻重量，所以该变换器副边采用倍流整流电路。

为扩大滞后桥臂的零电压开关范围，可采用增加变压器励磁电流、选择寄生电容小的功率开关管和串联较大谐振电感等方法。但变压器励磁电流增大会增大功率开关管通态损耗及变压器磁损耗，因此不能无限增大变压器励磁电流，而增大谐振电感会使副边占空比严重丢失。

为减小占空比的损失，可采取减小变压器变比，但增加了变压器原边的电流，增大了副边整流二极管的耐压和开关管的通态损耗。也可减小谐振电感值，但缩小了滞后桥臂开关管零电压范围。

为减小副边寄生震荡，可用柔性系数大、超快恢复、开关速度快的整流二极管。还可通过增加缓冲网络如RC、RCD吸收网络的方法减少寄生震荡。本设计采用在变压器原边增加二极管钳位电路，当副边整流管反向电压因震荡过冲高于原边电压折算到副边的值时，钳位二极管将导通，则将变压器副边震荡的能量反送到其原边输入电源处；当谐振电压为负值时，钳位二极管被迫关断［9］。

为防止变压器磁饱和，本文在变压器的原边串联一个能自动消除正、反两方向伏秒面积不同的电容。

综合以上分析，本文设计了如图1所示的高性能移相全桥变换器，其副边采用倍流整流电路，减小输出电压纹波，有利于高频变压器制作。原边用饱和的电感做为谐振电感来减小副边的占空比丢失及增大其零电压范围，增加隔直电容以防止变压器的磁饱和，添加钳位电路以抑制副边的寄生震荡。从而使该变换器实现小型化、高效率、高可靠、低噪声。

图1　新型移相全桥变换器

2　主电路参数设计

2.1设计指标

在设计该变换器之前，先确定其输入、输出参数和具体性能指标，详细参数为：

输入电压：380 V～420 V；

输出功率：600 W；

输出电压：24 V；

输出电流：25 A；

输出电压纹波：小于0.5%；

额定效率：高于90%；

工作频率：50 kHz。

2.2主功率MOS管选择

本变换器最高输入电压为 420 V，考虑一定裕量，可采用耐压值600 V以上的MOS管，其MOS管最小允许电流为：

选用Infenion公司的IPW65R080CFD作为主功率MOS管，其参数为：漏源电压 VDS=650 V，25℃时最大漏源电流 ID=43.3 A，通态电阻RDS(on)=0.08 Ω，漏源寄生电容COSS= 215 pF。

2.3整流及钳位二极管选择

整流二极管的最大反向电压为：

流过整流二极管的最大电流为：

选用 Infineon的 IDW20E65C5，其参数如下：额定电压为650 V，额定电流为20 A，导通压降为1.5 V。

本变换器最高输入电压为420 V，钳位二极管中的电流较小，考虑实际设计因素，选用Infineon的IDW20E65C5。

2.4高频变压器设计

2.4.1确定变压器的变比

设副边最大的占空比是 Ds(max)，根据输出滤波电感伏秒平衡关系，并忽略输出滤波电感的电压［10］，有：

式中，Vo为输出直流电压；VD为整流MOS的导通压降。

本设计输出直流电压为24 V，MOS管通态压降近似取为0.3 V，考虑变压器副边占空比丢失，最大值占空比取为0.8，由式(4)可得：

本设计最小的输入电压值是 380 V，则变压器变比取为：

实际变比取整数7。

2.4.2变压器磁芯选取

变压器磁芯的选取采用 AP算法［11］，因变压器的原边为方波电压，则波形系数取Kf=4K。为防止磁饱和，本设计工作磁通BW取0.15 T。用EE磁芯设计高频变压器，其电流密度的比例系数是366，X是-0.12。

本设计移相全桥倍流整流变换器的变压器原边和副边均为单绕组，变压器效率取为 0.98，根据 AP算法［11］，可得变压器的视在功率为：

将上述参数带入公式［11］可得：

考虑一定裕度，选择EE50的磁芯，EE50磁芯基本参数为：AP为5.734 3 cm4，磁芯截面积 Ae为 226.00mm2，窗口面积AW为253.73mm2。

2.4.3确定变压器的原副边匝数

高频变压器原边匝数是 NP匝，副边匝数为 NS匝，当电压V1加在原边绕组时，由法拉利电磁感应定律得：

式中，fS为开关的工作频率；BW为工作时的磁通密度；Ae为有效磁芯面积；Kf为波形系数，其为有效值与平均值的比，正弦波为4.44，方波为4。

由式(9)可得变压器的原边匝数，且输入电压是最小值情况下也满足输出电压要求，则输入电压取最小值：V1=Vin(min)，可得：

变压器的原边取为54匝。

由变压器的变比得副边绕组的匝数为：

取变压器副边匝数为8匝。

2.5输出滤波电感和电容设计

2.5.1输出滤波电感设计

本变换器可看作两个Buck电路交错并联，但交错并联电路输出电流纹波会相互抵消，则与常规Buck电路滤波电感相比，输出纹波要求相同时，本变换器中电感值可设计得较小。电感电流纹波电流值 ΔiL1和输出电流纹波电流值 Δi0的关系为：

ΔiL1、ΔiL2为两个输出滤波电感中电流增量，则输出电流增量为：

假设一段时间内 ΔiL1增加，ΔiL2减小，依据变换器工作原理可得：

将式(13)～式(16)经变换带入式(12)可得：

额定输入电压下占空比为：

可求得：

输出滤波电感量一般按输出电流纹波计算，最大输出电流纹波按额定电流 20%计算［12］，本设计输出电流为25 A，则最大纹波为5 A，即Δi0=5 A，则有：

由式(14)、式(16)得电感 L1表达式为：

实际选取输出滤波电感：L1=L2=15μH。

2.5.2输出滤波电容设计

根据允许的输出电压纹波值确定C0值。因本变换器由两个 Buck变换器交错并联，所以，输出电压纹波频率为开关频率2倍。半个周期内电容电流平均值为零，因电感电流为线性变换，则半个开关周期内，电容充电时间为 Ts/4，电容充、放电电荷量为 ΔQ：

输出电容纹波电压峰值为：

将式(13)～式(16)经运算求出 Δi0带入式(23)并考虑MOS管压降VD，有：

将式(16)和求出的 Δi0带入式(23)并考虑 MOS管压降VD，有

输入电压最大时，C0取最大值，由设计要求 ΔVpp= 120 mV，将相关数据带入式(24)可得 C0=63.3μF，为减小电容等效电阻ESR的值，一般选用多个电解电容并联。因ESR作用，实际选用的电容比理论值大，且高频状态下电解电容容量会很小，则实际选用电容容值远大于理论值。本文选用2个 1 000μF/100 V电解电容并联［13］。2.6谐振电感设计

在不考虑变压器寄生电容时，谐振电感计算公式为［14］：

式中，I为滞后臂MOS管关断时的变压器原边电流；COSS为MOS管漏源间的寄生电容；V1为变换器输入电压。

谐振电感设计需考虑两个方面：

(1)保证20%及以上负载能实现软开关；

(2)使任何允许输入电压下滞后桥臂能实现软开关，输入电压 V1取最大值 V1(max)。

20%额定负载下，滞后桥臂 MOS管关断时，变压器原边的电流为：

式中，n为高频变压器变比；ΔiL1由式(17)计算得到。

开关管IPW65R080CFD漏源间寄生电容是COSS=215 pF，V1(max)=420 V，由式(26)得：

因变压器漏感等影响，理论计算值并不十分准确，所以本文最终选取为48μH。

2.7阻断电容设计

综合考虑，选阻断电容Cb时使阻断电容两端的峰值电压是输入电压的10%，因本设计输入电压额定值是400 V，则阻断电容两端峰值电压取40 V，在一个开关周期，电容满足电荷守恒可得：

假设变换器占空比为 0.9，则阻断电容充电时间为：

高频变压器的原边电流是：

把上述参数代入式(30)可得：

考虑一定裕量，阻断电容选取2.2μF/250 V。

3　实验结果及分析

由上述主电路的设计，研制了一台样机。图2(a)、 2(b)为满载与 20%负载下滞后桥臂的 MOS管栅极的驱动信号和漏源极的电压波形，由此可得，当MOS管关断时，其漏源极的电压缓慢上升；当 MOS管开通时，其漏源极的电压已经下降到零，可实现软开关。

图2　波形图

图2(c)是输出电压的波形，其平均值为24.01 V，图2(d)为纹波，由图可得，纹波小于0.5%，符合设计要求。

图3是依据测试数据绘出的效率曲线图。表1为不同负载时转换效率与输出电压的测试数据，由此可得，在满载情况下效率是 90.01%；60%负载下效率是90.6%，为最大值；20%负载下效率是80.6%。

图3　效率曲线图

4　结论

本文针对移相全桥变换器存在的不足，综合考虑使其实现小型化、高效化、高可靠、低噪声等方面，采用改进其拓扑并设计主电路参数的方法对移相全桥变换器进行了设计，以提高其总体性能。通过实验可得，该变换器在20%及以上负载时可实现软开关、输出电压纹波低于0.5%，最大效率可达到90%以上，实现了其总体性能的提高。验证了该设计方法的可行性，为其在中大功率场合的应用奠定了良好基础。

表1　测试数据

［1］陈仲，刘沙沙，史良辰，等.两种加辅助网络的全桥变换器的损耗对比分析［J］．中国电机工程学报，2012，32(18)：66-72.

［2］CHEN Z，JI B，JI F，et al．Analysis and design considerations of an improved ZVS full-bridge DC-DC converter［C］.Applied Power Electronics Conference and Exposition.Palm Springs，USA：IEEE，2010：1471-1476．

［3］潘亚培.基于DSP的高频开关电源设计与实现［D］．南京：南京理工大学，2013.

［4］AHMED O A，BLEIJS J．Optimized active-clamp circuit design for an isolated full-bridge current-fed DC-DC converter［C］.Power Electronics Systems and Applications.Hong Kong，China：IEEE，2011：1-7.

［5］JANG Y，JOVANOVIC M M．A new PWM ZVS full-bridge converter［J］．IEEE Trans.Power Electron．2007，22(3)：987-994．

［6］RODRIGUEZ A，VAZQUEZ A，LAMAR D G，et al.Different purpose design strategies and techniques to improve the performance of a dual active bridge with phase-shift control［J］．IEEE Trasactions on Power Electronics.2015，30(2)：790-804.

［7］LEE J O，MOON G W.Soft-switching DC/DC converter with a full ZVS range and reduced output filter for highvoltage applications［J］.IEEE Transactionon Power Electronics.2013，28(1)：112-122.

［8］陈仲，陈淼，季锋，等.一种采用新型无源辅助网络的ZVS全桥变换器［J］.电工技术学报，2012，27(11)：146-152.

［9］CHEN W，Ruan Xinbo，Zhang Rongrong．A novel zerovoltage-switching pwm full bridge converter［J］．IEEE Trans．on Power Electron．2008，23(2)：793-801．

［10］Zhao Chen，Wu Xinke，Qian Zhaoming．Optimum design consideration and implementation of a novel synchronous rectified soft-switched phase-shift full-bridge converter for low-output voltage high-output-current applications［J］．IEEE Trans.Power Electron.2009，24(2)：388-397．

［11］龚绍文．变压器与电感器设计手册（第三版）［M］．北京：中国电力出版社，2009：431-440．

［12］林谓勋．现代电力电子技术［M］．北京：机械工业出版社，2011：101-103.

［13］马杰．DC/DC数控电源中降低输出纹波的研究［D］．杭州：浙江大学，2003.

［14］洪波．全数字控制DC/DC变换器［D］．合肥：合肥工业大学，2008．

李利（1989-），通信作者，女，硕士研究生，主要研究方向：电力电子与电力传动，E-Mail：928501927@qq.com。

余彬（1989-），男，博士研究生，主要研究方向：电力电子与电力传动。

Design and implementation of a high-performance phase-shift full bridge converter

Shi Yongsheng1，2，Li Li2，Yu Bin2
（1.College of Science,Shaanxi University of Science&Technology，Xi′an 710021，China；2.College of Electrical and Information Engineering，Shaanxi University of Science&Technology，Xi′an 710021，China）

In order to improve the overall performance of phase-shift full bridge converter in high power applications,the scheme is proposed by using double current rectifier circuit and saturated resonant inductance,increasing the DC blocking capacitor and diode clamp circuit to reliaze the miniaturization,high efficient and high reliability,etc.Considering the mutual influence of the various factors,the main circuit parameters are designed in detail.A 24 V/600 W,50 kHz prototype is developed.The experimental results show that the converter reaches soft switch at 20%load,the output voltage ripple is less than 0.5%,the efficiency up to 80%at 20%load,the efficiency up to 90%at 60%or more load,which proves the feasibility of the design.

phase-shift full bridge converter；high-performance；topology；parameter design

TM461

A

10.16157/j.issn.0258-7998.2016.04.035

陕西省工业科技攻关项目（2015GYM73）

史永胜（1964-），男，博士，教授，主要研究方向：特种开关电源与新型电源技术研究。

中文引用格式：史永胜，李利，余彬.高性能移相全桥变换器的设计与实现［J］.电子技术应用，2016，42(4)：127-131，134.

英文引用格式：Shi Yongsheng，Li Li，Yu Bin.Design and implementation of a high-performance phase-shift full bridge converter［J］.Application of Electronic Technique，2016，42(4)：127-131，134.