反激式多路输出开关电源的设计

2015-08-26宋连庆王纪臣宋淑淑梁鹏飞

电子设计工程 2015年24期

宋连庆，王纪臣，宋淑淑，梁鹏飞

（西安工程大学电子信息学院，陕西西安 710048）

开关电源由于其体积小、重量轻和效率高等特点，在电子设备与电子信息产业中被广泛应用，在现代电子电力技术领域有举足轻重的作用[1]。反激式开关电源具有结构简单，工作稳定，易于控制的的特点[2]。美国PI 公司生产的Topswitch－GX 系列单片开关电源集成芯片是将PWM 控制器、高压MOSFET、故障自动保护功能及其它控制电路集成到一个硅片上，从而可以降低系统成本，减小电源尺寸，提高开关电源设计的灵活性。

1 电源系统整体设计及原理

1.1 电路工作原理

电路结构框图如图1 所示。此设计电压输入85 V 到265 V，主输出为5 V/2 A，辅输出为15 V/0.5 A、－15 V/0.5 A、24 V/1 A 。 TOP245Y 芯片有6 个管脚，D、S 管脚为开关管漏极和源极；F 管脚是频率控制引脚，将F 管脚和S 管脚连接时，可以得到开关频率为132 kHz；管脚为外部流限引脚，从外部可以将流限值设定为略高于低电压工作时的满载峰值电流；管脚具有欠压和过压检测功能，并为降低输出电压频率纹波提供电压前馈；管脚是误差放大器和反馈电流的输入引脚，用于占空比的控制。鉴于Topswitch－GX 系列芯片集成度比较高，本电源的设计主要围绕高频变压器、钳位电路、滤波电路、反馈电路，以及稳压电路进行设计。

1.2 高频变压器设计

高频变压器是反激式开关电源的核心部件，并具有储能、隔离和变压的功能，合理的设计对开关电源的效率和控制的稳定性都有很大的影响。本设计开关电源的最大瞬时输出功率是55 W，TOP245Y 的开关频率设定fs=132 kHz，然后进行其他参数的计算和磁芯选择。

图1 电路结构框图Fig. 1 Circuit structure diagram

1.2.1 计算输入输出功率

1）输出功率

2）输入功率选择电源效率参数

3）视在功率

1.2.2 初级绕组参数

1）占空比计算。高频变压器输入直流电压的最小值V in（min）=208.86 V，次级反射到初级的反射电压V or 取110 V[3]，开关管导通时漏极和源极之间的压降VDS根据芯片TOP245Y 参数手册可设为10 V[4]，则有：

2）初级绕组电流

初级平均电流IAVG和峰值电流IPK可由式（5）和式（6）计算：

其中KPR为开关电源的电流比率，表示初级电流脉动电流IR与峰值电流IPK的比例关系，即KRP=LR/IPK；当电源工作在CCM 连续工作模式时，可选取KPR=0.6。

3）初级电流有效值IRMS：

1.2.3 磁芯的选择

高频变压器磁芯选用铁氧体制成的EC 型磁芯，EC 型磁芯具有漏感小、耦合性好、绕线方便的优点。采用AP 法就是将磁芯窗口面积Aw和磁芯有效截面积Ae 进行相乘，然后查磁芯规格表就可以确定磁芯的型号。 AP 法计算公式为[5]：

式中，窗口使用系数Ko=0.4；波形系数Kf=4；磁感应强度Bw=0.3；工作频率fs=132 kHz；X 为磁芯结构常数，经查表可得铁氧体磁芯在温升25 度时，X=-0.12、Kj=366；代入上式计算可得AP≈0.035 8 cm4。

根据磁芯手册规范，并留取一定的裕量。考虑到开关电源次级绕组，需要的窗口面积，以及磁芯和骨架，经分析选取EER28L。其参数AP≈0.784 cm4；Pmax=80.0 w；Ae=81.40 mm2；Aw=96.3 mm2。

1.2.4 计算变压器绕组

1）初级电感的最小值

2）磁芯的气隙

根据磁芯参数表，可知EER28L，当时Lgap≈0.4 mm，AL=180 nH/N2，其中AL为电感系数。

3）初级绕组的匝数

因此，初级绕组取NPri=50 匝。

4）次级绕组的匝数

因此，绕组取Ns1 为2 匝，此处整流二极管压降VD=0.7 V。

1.2.5 计算导线直径

表1 绕组选择Tab. 1 Winding choice

1.3 RCD 钳位电路

由于变压器漏感的存在，反激变器在开关管关断瞬间会产生很大的尖峰电压，使得开关管承受较高的电压应力，甚至损坏开关管[6]。

钳位电容C 的最大峰值电压为Vcmax，下式中0.9 为降额使用系数，则

计算漏极与源极之间的电压Vdsmax：

同时，钳位电阻R 上消耗的能量则可由下式计算：

由钳位电路的工作原理可知，钳位电容C 上储存的能量需全部在R 上释放掉，有PR=PC，故用下式表示：

钳位电容C 的值须保证在吸收变压器初级漏感的能量时产生的脉动电压很小。一般取脉动电压ΔVcmax为钳位电压的5%～10%，计算时取10%，则：

根据该方法可以进行初步的计算并根据实验选取合适的电阻和电容。

1.4 输出整流滤波电路

1.4.1 整流二极管

整流二极管的开关损耗是影响开关电源效率的主要因素[7]。通常整流二极管的选择要满足以下条件：

1）假设管子的最高反向工作电压为和绕组上最大峰值反向电压为，则：

绕组的最大峰值反向电压PIVs 可由下式定义：

2）二极管的直流电流额定值和输出绕组端的输出电流IO要满足：ID≥3IO。

依据以上设计原则，并留有一定的安全裕量，可以选取合适的整流二极管。

二极管的反向恢复特性会造成很大的瞬态电压[8]，如果处理不好，会引起器件的击穿，问题和加大功率损耗。为此，常在二极管上并联网络减少尖峰电压。在实验中获得的整流二极管两端电压波形如图2，图3 所示。

图2 无吸收尖峰波形Fig. 2 No absorption peak waveform

图3 并联RC 吸收尖峰效果Fig. 3 Parallel absorption peak effect

1.4.2 滤波电容

滤波电容具有滤波和降低输出电压纹波的作用。对输出电容的选择，（等效串联阻抗）和纹波电流是它的两个重要参数。通常电容的选择要满足以下条件：

1）电容的额定电压值，Vc≥1.2×Vomax。

2）电容要有较低的等效串联阻抗值。

3）电容C 的绝对最小电容计算如下式，其中Tdon为输出整流二极管的导通时间：

式中Vriple（max）是输出电压纹波值，取1%V o。

4）输出电流的额定纹波电流值Ic大于输出电容纹波电流Irac。

根据以上计算步骤，确定每路输出绕组需要使用的电解电容参数。

1.5 稳压电路

为了提高电路输出电压的可靠性和稳定性，在输出端加上稳压管是一种很好的选择，但会产生压降的问题[9]。为解决压降问题，在前面变压器的没有反馈调节的输出计算中提高了电压2～3 V。因此选用L7805CV 和L7915CV 分做±15 V 的稳压管，选用L7824CV 做24V 稳压管。为了避免稳压管不能正常工作，在稳压管前端输入并联稳压二极管。选用IN4751A和IN4746A 分别做L7824CV，L7815CV 和L7915CV 稳压二极管。

1.6 反馈电路

开关电源反馈电路主要有4 种类型，本设计采用的是并联稳压器TL431ACLP 和线性光耦LTV817 组成的反馈电路。

由于对5 V 输出精度要求比较高，选其为采样信号。若输出电压发生变化时[10]，分压电阻获取的电压就会和TL431ACLP 的内部基准电压2.5 V 进行比较，此时流过光电耦合LTV817 中的电流就会发生相应的线性变化，会引起流过TOP245Y 控制端电流IC 变化，占空比D 和成IC 反比，通过自动调节占空比D 就可以调整电源输出电压。