任 重，成海峰，徐建华，罗运生

（南京电子器件研究所，南京 210016）

1 引言

近年来，随着固态功率合成技术的大量应用，对功分器/合路器性能的要求也越来越高。传统的功率合成方式有分支定向耦合器、波导E面合成、H面合成、威尔金森功分器等，这些合成方式一个重要的特点是两路功率分配或合成。因此，在多级应用中，分配或合成的路数只能是2n，在实际应用中，缺乏灵活性。

和传统的两路合成方式相比，三路合成有更高的效率，结合两路合成的方式，还可以灵活地获得2n×3m（m、n非负整数）路的功率合成。J.M.Rebollar等学者曾在3dB波导分支定向耦合器的基础上，提出增加一路副线波导，进而构成了一个一路输入、一路直通、两路耦合、两路隔离的六端

口网络，可以实现三路功率分配/合成，并获得比较好的测试数据，美中不足的是，这种结构并未考虑各路相位匹配的问题。在固态合成应用中，功分器和合路器往往配合使用，以达到“功率分配-各路放大-各路功率合成”的目的[1]。因此，功分器和合路器的相位匹配对合成效率有着至关重要的影响。在设计上，一定要保证功分器和合路器的各个支路在相位上保持一致性。本文在J.M.Rebollar的三路波导功分器/合路器的基础上，解决相位匹配的问题，设计了可以配合使用的Ka波段三路波导功分器和合路器。

2 设计

2.1 3dB分支定向耦合器的若干结论

3dB分支定向耦合器的理论分析可以运用奇偶模的分析方法，表1中列出几种不同分支数的3dB定向耦合器的数据。

表1 分支定向耦合器数据[2]

表中，a为网络的输入端，b为直通端，c为耦合端，d为隔离端。ρ是输入驻波比，D是a端口与d端口（或者b端口与c端口）的隔离度，C是c端口的耦合度，ΔC是b、c端口的输出功率不平衡度。

根据3dB分支定向耦合器的分析，可以得到以下几条结论：

（1）波导分支数越多，工作带宽越宽；

（2）主线与副线的间距及各分支波导间距由工作波长决定，为四分之一工作波长；

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（3）分支波导的缝隙宽度，影响b、c的功率（不）平衡度；

（4）b端口输出波电压相位相比a端口输入波电压相位滞后π/2；c端口输出波电压相位相比b端口输出波电压相位滞后π/2。

2.2 J.M. Rebollar的三路波导功分器/合路器

J.M. Rebollar在3dB分支定向耦合器的基础上，提出一种新型三路波导功分器/合路器，结构如图1所示。

1端口为网络的输入端，2为直通端，3、4为网络的耦合端、5、6为网络的隔离端。

图1 J.M. Rebollar提出的三路波导功分器/合路器[3]

该网络在3dB分支定向耦合器的基础上，增加了一路副线波导，构成了中间一路主线波导，两侧两路副线波导的结构。主线和副线波导之间，有4路分支波导，将主线波导的功率耦合到副线，并增加了网络的工作带宽。在3、4、5、6端口增加90°转弯波导[4]。

对该网络在25.25GHz～27.50GHz的频带内进行仿真优化，可以近似三路功率等分输出，功率不平衡度＜0.25dB，回波损耗>23dB，网络的隔离度>23dB。

2.3 Ka波段三路波导功分器/合路器的设计

参考J.M. Rebollar的三路波导功分器的结构，并根据3dB分支定向耦合器的相关理论，设计Ka波段三路波导功分器/合路器的结构，如图2。

图2 Ka波段三路波导功分器/合路器

根据工作带宽需要，设定分支波导数目为三路。根据3dB分支定向耦合器的结论，对功分器/合路器进行优化，在毫米波波段1GHz带宽内可以实现以下指标：输入端回波损耗>30dB；隔离端的隔离度>25dB；输出端功率不平衡度＜0.1dB；仿真结果如图3所示。

图3 输入端回波损耗与隔离端的隔离度

2.4 相位补偿

在实际应用中，功分器和合路器经常配合使用，来自驱动放大电路的功率经过功分器，分配给各个功率放大电路，功率放大电路输出的功率，再输入到合路器进行功率合成。因此，在设计时要保证功分器/合路器的各个端口有一定距离的间隔，用于放置功率放大电路。在功率合成技术中，相位一致性对功率合成效率有至关重要的影响，所以在设计功分器和合路器时，需要进行相位补偿，保证各路电磁波的相位满足合成要求。

图4 三路输出端口的幅度

考虑端口输出间隔后，设计的三路波导合路器和功分器如图5和图6所示。

图5 三路波导功率合路器

图6 三路波导功分器

图6中，在功分器直通端的输出位置，增加一段折叠往复的波导，通过调整此段波导的长度d进行相位补偿，使从功分器输入端到合路器输出端的三条支路上的电磁波相位差保持一致。

考虑到在实际波导加工过程中存在公差，会造成实际器件与仿真结果之间存在一定的误差，在功分器的三路输出端增加了相同微带部分。通过对微带部分进行微调，来对支路上电磁波的相位进行调整。不利因素是引入微带后，会增大功分器上的损耗。对参数d优化，可以得到令人满意的结果，如图7所示。

由图7和图8中可以看出，对于功分器和合路器，S（1,3）与S（1,4）具有相同的相位，所以只需考虑其中之一。因此，只要满足功分器的S（1,2）-S（1,3）相位差和合路器的S（1,2）-S（1,3）相反即可。从图9可以看出，功分器和合路器有着较好的相位补偿，在34.5GHz～35.5GHz的频带内，补偿差小于4°。

图7 合路器三路相位示意图

图8 功分器三路相位示意图

图9 合路器与功分器相位补偿示意图

功分器和合路器的回波损耗、插损如图10～图13所示。

从仿真结果看出，由于增加了微带部分，功分器的插损增大了0.5dB～0.7dB，但是考虑到相位不一致引起的损耗更为严重，增加微带是值得的。

图11 功分器的三路插损

图12 合路器的回波损耗

图13 合路器的三路插损

如图14所示，将优化好的功分器与合路器对接，然后进行仿真，得到的回波损耗和插损如图15和图16所示。

图14 功分器合路器对接示意图

图15 对接后的回波损耗

图16 对接后的插损

由仿真结果可以看出，对接后可以得到较低的回波损耗和很好的插损。功分器和合路器有着良好的相位匹配度，印证了前面相位补偿方法的成功。

3 测试数据

根据上文的仿真模型尺寸，加工制作功分器和合路器。制作好的功分器和合路器如图17所示。

图17 制作完成的功分器与合路器

图18表明测试时所用的电缆、负载、SMA-波导转换接头的连接方式，输入端的接头和输出端的电缆分别连接网络分析仪的1号和2号电缆。经测量，电缆、SMA-波导转换接头、过渡波导等部分的总插损为2dB。含有以上各部分的测试结果如图19～图24所示。

图18 测试连接示意图

图19 实测合路器输出驻波

图20 实测合路器一路插损

图21 实测合路器的S（1,2）与S（1,3）相差

图22 实测功分器输入驻波

图23 实测功分器一路插损

图24 实测功分器的S（1,2）与S（1,3）相差

图17和图18中，扣除输入、输出接头和电缆的损耗，在1dB带宽内，功分器的一路插损小于6dB，输入驻波小于1.6；合路器的一路插损小于4.9dB，输出驻波小于1.3。合路器的测试数据符合仿真结果，功分器的插损值比仿真结果大0.5dB，原因应为微带装配误差引起的阻抗不匹配，可以通过焊调配块的方式修正。对比图9、图21和图24，实测的S（1,2）与S（1,3）的相位差和仿真结果相比较存在一定偏差，合路器最大不超过4°，功分器最大不超过10°，也可在功分器微带部分上通过焊调配块的方式进行相位补偿调节。

由于Ka波段对器件尺寸精度要求很高，甚至加工公差也会引起无法忽略的影响。因此，在设计时，对于容易引起较大尺寸误差的部分，尤其是微带的裁剪和装配（通常是手工操作），要格外加以考虑。可以通过仿真优化，将容易产生加工误差的部位的尺寸敏感程度降低。另外，由于加工误差无法避免，还要在功分器或合路器上设置可以调试的部分，对相位和阻抗进行微调。

4 结论

本文基于J.M.Rebollar等学者设计的三路功率分配/合成网络，设计了一种Ka波段三路波导功分器/合路器，并通过增加波导长度的方式，解决了功分器和合路器的相位一致性问题，获得了很好的仿真结果。根据仿真模型制作出功分器和合路器，并对其进行测量后得到的数据符合仿真结果，可应用到实际产品中。

[1]Kenneth J. Russell. Microwave Power Combining Techniques [J]. IEEE Transactions on Microwaves Theory And Techniques, 1979, 5：472-478.

[2]栾秀珍，房少军，金红.微波技术[M].北京：北京邮电大学出版社，2009.

[3]J.M. Rebollar. Design of A Compact Ka-band Three-way Power Divider[A]. IEEE Antennas and Propagation Society, AP-S International Symposium（Digest）, 1994,2：1 074-1 077.

[4]J.E. Page, J. Esteban. Optimum design of rectangular waveguide right-angle truncated-comers[A]. PIERS’91,Cambridge（Massachusetts-USA）.