朱池生 张敏彧

（中国电子科技集团公司第四十三研究所 安徽省合肥市 230088）

正激变换器具有电路拓扑简单、元器件种类较少、控制芯片国内相对较为成熟，非常适用于有国产化要求的中小功率电源变换场合。然而，相对与反激、桥式电路而言，正激式变换器需要增加磁复位电路来实现变压器的磁复位。正激有源钳位技术于1987 年提出[1]，不仅有效解决了正激变换器的磁复位问题，而且使初级开关管实现软开关，将开关损耗降到最低，提高了效率，在中小功率DC-DC 变换器中得到广泛应用。

本文研究了有源钳位正激变换器的工作原理，设计了一款具有有源钳位吸收功能的有源钳位正激DC/DC变换器，产品具有输入欠压、输出过压、输出过流、输出短路、过温保护等功能。本文设计的产品输入电压范围为16V～40V，输出功率为300W，输出电压为15V，转换效率为94%左右，封装为1/4 砖形式，次级续流管采用有源钳位吸收电路。

1 有源钳位正激工作原理

在正激变换器中，变压器必须要复位，有源钳位正激电路中采用了钳位电路给变压器进行复位的方式，其钳位电路由有源开关器件和钳位电容串联组成，并联在主开关管或变压器的绕组两端[2,3]。钳位电路中的有源开关器件一般为NMOSFET 或PMOSFET，简称辅管。图1 电路中的辅管Q1 采用了P 型MOSFET，与钳位电容C1 串联后组成钳位电路，并联在主开关管Q2 的两端，其工作时序图如图2。

图1： 有源钳位正激电路拓扑

图2： 工作时序图

为了方便分析有源钳位正激变换器的工作原理，对图1 所示电路元器件做出如下假设：

（1）所有的功率开关管、同步整流管皆视为理想型开关器件。

（2）变压器T1 的漏感远小于励磁电感，主开关管Q1 的寄生电容远小于钳位电容，钳位电容足够大，其两端电压为稳定值。

（3）输出滤波电感L1 足够大，滤波电感L1 可以视为一恒定直流源；输出波电容Co 足够大，输出电压Vout 为稳定值。

主管Q2 和辅管Q1 的驱动电压分别为Vgs1和Vgs2，两个信号之间有一定的死区。Im是变压器的磁化电流波形，Vs 为变压器副边电压波形，N 为变压器原副边绕组匝比。每个开关周期内，共有7 个开关模态，各个开关模态的工作情况如下：

（1）开关模态一（T0-T1）：T0 至T1 时刻，主管Q2 处于导通状态，变压器原边承受正压，磁化电感电流Im线性增长，Q2 流过的电流ID=Im+Io/N，N为变压器的匝比，此时变压器副边绕组感应上正下负的电压。副边整流管Q3 处于通态，续流管Q4 关断。输入端通过变压器 T1、主开关管Q1、同步整流管Q3 向负载侧传送能量。

（2）开关模态二（T1-T2）：T1 时刻，主管Q2 软关断，变压器的磁化电感Lm同Q2 的输出结电容谐振，在变压器原边电压降为零之前，负载电流折射到原边，所以此时是Io/n 和磁化电流之和（Io/n+Im）给Q2 的输出结电容充电，Q2 的漏源间的电压Vds上升，同时，副边电压Vs下降。T2 时刻，Vds由零上升至输入电压Vin，副边电压Vs由Vin/n 降至零，电感L1 的电流通过Q3 和Q4 的体二极管续流。

（3）开关模态三（T2-T3）：T2 时刻后，当Q3 关断和Q4 打开，变压器磁化电流继续对主管Q2 输出结电容进行充电，此时电压大于输入电压Vin，副边电压Vs由正变负，负载电流Io由Q3 至Q4 中，磁化电流Im开始下降。在T3 时刻，Q2 的漏极电压被充电至Vc。

（4）开关模态四（T3-T5）：T3 时刻，C1 被充电至等于钳位电容电压Vc。T3 时刻后，辅管Q1 的体二极管导通，磁化电流通过Q1 的体二极管给钳位电容C1充电，钳位电容电压与输入电压的差（Vc-Vin）加到变压器原边绕组上，磁化电流Im继续下降。此时副边电压为（Vc-Vin）/N，副边负载电流Io通过同步整流管Q4续流。

（5）开关模态六（T5-T6）：T5 时刻，关断辅管Q1，由于磁化电感电流不能突变，Im开始给Cs放电，Q2 的漏源电压Vds从Vc往下降，变压器原边电压从（Vc-Vin）开始下降。当Q2 的漏源电压Vds降为输入电压Vin时，此时的电感电流通过Q4 和Q3 的体二管续流。此时Q2 的漏源电压被钳位至电压Vin。在模态六中，主管Q2 在开通前的漏源电压由（Vin+Vc）降为输入电压Vin，部分实现了软开关。

（6）开关模态七（T6-T7）：T6 时刻，变压器原边电压由负值变到零。这时副边同步整流管Q4 关断，负载电流Io流过Q9、Q10 的体二极管，并随着副边电压的上升，流过的Q9、Q10 体二极管负载电流逐渐往Q7 的体二极管换流，Q7 体二极管中电流折射到原边，如果该折算到原边的负载电流小于给Cs放电的磁化电流Im，Cs继续被放电，Q2 的开通条件将更好，甚至实现ZVS。

2 开关尖峰产生机理

根据有源钳位正激电路的工作原理，当钳位管Q1关断后，由于此时Q3 关断和Q4 开通，所以输出电感L1 的电流会流过Q3 的体二极管和Q4，如图3 所示，此时变压器T1 初级绕组电压被钳位到0V 左右。当Q4关断、Q3 开通时，输出电感L1 的电感电流流过Q4 的体二极管和Q3，如图4 所示。当主开关管Q1 的DS 电压低于输入电压时，Q4 体二极管两端电压升高，此时Q4 体二极管因存在反向电压而截至工作，电感L1 的电流完全流过Q3，由于MOSFET 寄生的体二极管反向恢复特性较差，与寄生电感进行谐振，所以会在Q4 体二极管关断后产生较大的开关尖峰。

图4： Q3 开通和Q4 关断时电感电流流向

3 开关尖峰抑制电路

为了防止开关尖峰损坏开关器件，会在开关器件上并联缓冲或吸收电路。常用的缓冲或吸收电路有RC 缓冲电路（图5）和RCD 钳位电路（图6）等。

图5： RC 缓冲电路

图6： RCD 钳位电路

RC 缓冲电路就是在开关器件上并联RC 串联电路，当开关管关断后，变压器漏感、体二极管反向恢复等效电容、缓冲电路R 和C 形成阻尼震荡电路，从而减小乃至消除寄生电感和体二极管反向恢复等效电容之间的谐振。一般缓冲电容C 的值必须大于反向恢复等效电容的值，但又不能选择太大，否则会使R 上的损耗增加。RC 缓冲电路简单，但是漏感能量通过缓冲电阻R 发热消耗掉，所以不利于效率提高。

图6 为RCD 钳位电路，当开关管关断后，开关管漏极电压升高，当电压等于钳位电容C1 上电压时，二极管D1 开始导通，电容C1 上电压开始上升，由于一般钳位电容远大于开关管得寄生电容，所以RCD 钳位的电容可以看成是电压源，其RC 充放电幅度的谷值均不小于拓扑反射电压，峰值即钳位电压。从图中可以看出，钳位电容上存在并联电路，所以该电路也存在很大损耗。但是与RC 缓冲电路相比，开关管漏极可以钳位到相对低的电压上，因此RCD 钳位也是效率较高的吸收电路。

有源钳位吸收电路不仅可以实现类似RCD 钳位电路的功能,而且可以进一步减小钳位电路产生的功耗,如图7 所示。有源钳位电路主要有钳位电容C2、二极管D1 和有源器件Q5 组成。

图7： 有源钳位吸收电路

当主功率开关管Q4 关断时，钳位电路中Q5 也是关断，此时变压器的漏感能量通过二极管D1 对钳位电容C2 进行充电，如图8(a)所示。由于二极管的单向导通特性，且钳位电容容值一般较大，所以钳位电容上电压略高于输入电压与匝比的乘积。经过延迟后，驱动电路打开开关管Q5，由于钳位电容C2 上电压略高于输入电压与匝比的乘积，所以电容C2 开始放电，直到电压等于输入电压与匝比的乘积，如图8(b)所示。由于在充放电过程中，没有电阻器件产生功耗，所以采用这种有源钳位吸收电路的电路转换效率更高。

图8： 有源钳位吸收电路充电和放电回路

4 实验验证

下面设计一款基于有源钳位吸收电路的有源钳位正激变换器，具体参数如表1 所示。

表1： 主要技术指标要求

4.1 主要参数设计

4.1.1 变压器设计

根据电路的工作频率，选用东磁公司的DMR95 磁材。PWM 控制器选用国产PWM 控制器5025A，该芯片最大占空比为90%，有源钳位正激占空比计算公式如下：

式（1）中，VL为电感绕组电阻的电阻压降(V)，这里取0.05V；VSR为 MOSFET 压降(V)，这里取0.1V；VPW为原边MOSFET 及线路压降 (V)，这里取0.1V。

考虑到主开关管钳位电压不宜过高，这里取最大占空比为70%，通过上述公式可计算出变压器的原副边匝比为0.66。

有源钳位正激变压器工作在1、3 象限，所以变压器的工作磁密（单边）为：

式（2）中，Ae为磁芯的截面积(mm2)，这里取61 mm2；ΔB 为变压器工作磁密(T)，这里取0.15。

通过计算，变压器磁芯选择东磁公司的ECI20B4，DMR95 磁材，Ae=61 mm2，变压器初次级匝数为：NP=2，NS=3。

4.1.2 电感设计

根据电感上电压和电流的关系，可以计算出电感中电流峰值（单边）为：

式（3）中：ΔIL为电感中峰值电流(A)，L为电感感量(H)，fs为工作频率(Hz)，D 为开关管占空比。

电感上最大磁通密度公式为：

式（4）中：I为电感中峰值电流(A)，N为电感绕组匝数（圈），Ae为磁芯的截面积(mm2)，Bpeak为最大磁密(T)，这里取0.3。

通过计算，电感磁芯选择东磁公司的ECI20B4，DMR95 磁材，Ae=61 mm2，电感绕组匝数为：NS=5。

4.1.3 初级主开关管设计

根据有源钳位正激电路的工作原理，初级主开关管在关断时反向电压为：

主开关管的电流和变压器初级电流一样，所以可以计算出主开关的电流有效值为：

式（6）中：Ioutnom为额定输出电流，这里取20A。

通过上式计算，可得在整个输入电压范围内，MOS管电压应力值为80V，电流有效值最大为25.14A。考虑一定的元器件降额，设计选用陕西亚成微电子股份有限公司的JRC15N010H，主要性能为150V/60A/9.4mΩ，可满足使用要求。

4.1.4 次级续流管设计

根据有源钳位正激电路的工作原理，次级续流管在关断时反向电压为：

当初级主开关管关断时，电感电流流过续流管，续流管上波形为梯形波，所以可以计算出电流有效值为：

通过上式计算，可得在整个输入电压范围内，MOS管电压应力值为60V，电流有效值最大为17.49A。考虑一定的元器件降额，设计选用辽宁芯诺电子科技有限公司的XNM110N10D5，主要性能为100V/110A/4.6mΩ，可满足使用要求。

4.1.5 续流管有源钳位吸收电路设计

根据续流管有源钳位吸收电路的工作原理，钳位电容上的电压等于续流管上的平台电压，所以钳位电容选择100V/0.33uF。

当续流管开通时，钳位二极管上的反向电压等于钳位电容上的电压，所以钳位二极管选择辽宁芯诺电子科技有限公司的DSS210，主要性能为100V/2A。有源钳位电路中PMOS 开关管是并联在钳位二极管上，反向耐压和二极管一样，所以钳位PMOS 管选择西安龙飞电气技术有限公司的LY10P095J，主要性能为-100V/18A/95mΩ。

通过对有源钳位吸收电路的工作原理分析可知，在续流管关断时间内，钳位管被打开，钳位电容上的开关尖峰能力通过钳位管放电，但是钳位管又不能影响续流管正常的续流过程，所以钳位管和续流管工作存在一定的死区时间。

4.2 实验结果

图9 为续流管的漏源电压测试对比波形，测试条件为28V 输入，输出电流20A。从图9(a)可以看出，在不加任何吸收电路的情况下，漏源峰值为85V，接近MOSFET 的最大漏源电压。图9(b)为在加入了有源钳位吸收电路情况下的漏源电压波形，从图中可以看出，漏源峰值仅为40V 左右，开关尖峰完全被吸收了。

图9： 续流管的漏源电压测试对比波形

表2 为该样机达到的主要技术指标。

表2： 主要技术指标达到水平

从表2 可以看出，该开关电源主要技术指标性能良好，满足技术指标要求，尤其是输出电压范围可调、转换效率高的显著特点。

5 结论

本文介绍了有源钳位吸收电路在正激变换器中的应用，通过采用有源钳位吸收电路来对开关尖峰进行吸收，不仅极大降低了MOSFET 的漏源电压尖峰，而且可以获得很高的转换效率，该吸收电路同样可以推广应用到其他硬开关电路中，可以获得很高的转换效率和更高的输出功率。