基于GaN 的开关电源电路测试

2023-04-13董炜峰张洪博王络文

电子制作 2023年4期

董炜峰，张洪博，王络文

（黄山学院信息工程学院，安徽黄山，245000）

1 大功率开关电源发展历程及现状

随着信息时代的来临，特别是对高压、高温及大功率器件的需求，以GaN 等宽禁带半导体为代表的第三代半导体材料受到了广泛关注。由于GaN 材料化学键能高，材料的物理化学性能稳定，不易受外来的物理、化学作用的影响，再加上器件结构的特点，使得GaN 器件的抗辐照能力比GaAs 器件更好。其优异的特性主要表现:高耐压能力、高温运行能力、高电流密度、高速开关能力和低导通损耗。

开关电源自20 世纪70 年代突破20kHz 以来，随着技术的进步，其产品的频率一路飙升到500kHz～1MHz。目前国际上都在致力于MHz 级的高频开关电源的研究，我国在这方面的研究也已经取得了一定的成果。

传统的串联稳压电路主要通过调节晶体管分担的压降来获得稳定的电压，所以线性电源稳压范围受限，晶体管的功耗会让线性电源的效率做不上去，一般效率为50%左右。开关电源主要通过对MOSFET 一定频率的开关实现稳定的电压输出，由于MOSFET 工作在开关状态，就不存在线性电源晶体管功耗过大现象，所以效率较高，一般可以做到90%以上。对应的频率越高，器件体积变小，从而实现开关电源的体积小，质量轻。相对于开关电源，线性电源较为简单，但对于效率至关重要的场合，开关电源展现了至关重要的优势。

开关电源的拓扑一般分为隔离型和非隔离性两种，隔离型拓扑一般有正激、反激、半桥、全桥等，非隔离型拓扑一般有BUCK、BOOST、BUCK-BOOST 等。按照开关电源主电路拓扑的工作性质一般分为三类：硬开关PWM 技术；谐振变换技术；软开关PWM 技术。

（1）硬开关PWM 技术

由于功率半导体器件在开关的过程，电压和电流存在重叠部分，即产生功耗，当开关频率增加，开关损耗就会上升，开关电源的效率就会下降，而且过程中产生的热量对器件本身性能也有一定的影响。

（2）谐振变换技术

通过谐振变换技术可以实现功率半导体器件的零电压开通，零电流关闭，这样一来就减少了开关损耗，提高效率。但是谐振变换技术中工作在变频控制方式下，存在控制复杂的问题；另外，在谐振变化技术中存在较大的电路循环能量，引起较高的额功率开关器件的电压应力[3]。

（3）软开关PWM 技术

软开关具有谐振变换技术的零电压开启和零电流关断的低开关损耗的优点，而且在PWM 状态下，能够降低功率器件导体的开关应力，驱动电路也相对简单。软开关技术的发展，使得开关电源有了高频化，体积的缩减的变化。

2 开关电源电路设计

2.1 倍增整流电路设计

倍流整流电路如图1 所示，变压器副边输出高频方波。当变压器的副边电压为正时，电流通过L1、电容C 和负载、二极管D2 再到达副边；当变压器的副边电压为负时，电流通过L2、电容C 和负载、二极管D1 再到达副边。经过倍流整流，高频方波整流输出直流电压。当副边电压为零时，此阶段称为死区，用于L1 和L2 的续流。

图1 倍增整流电路

2.2 同步整流电路设计

2.2.1 同步整流技术的介绍

同步整流电路主要用MOSFET 代替整流二极管，低压大电流的场合，主要损耗在于二极管的导通压降，而MOSFET 导通电阻带来的导通压降较小，这样极大的降低了功耗，提高效率。

图2 整流二极管和功率MOSFET 电路符号图

2.2.2 同步整流的原理

同步整流电路如图3 所示。实现同步整流管的栅源极之间的驱动信号与同步整流的漏源极之间开关同步的方法。当MOSFET 没有工作时，MOSFET 的体二极管可以代替整流二极管，但是性能比不上整流二极管。在MOSFET 的体二极管导通，同时再给MOSFET 提供驱动信号，在反向电压到来之前关断MOSFET，这样MOSFET 就是零电压开关，MOSFET 的开关损耗大大降低，提高了效率。

图3 同步整流电路

2.2.3 同步整流MOSFET 管

MOSFET 分N 沟道和P 沟道两种,即NMOS 和PMOS，如图4 所示，漏极和源极之间有一个寄生二极管。MOSFET的极间电容是非常重要的知识点，对MOS 管的驱动电路设计有很大的帮助，MOSFET 的三个极间电容：

图4 MOSFET 示意图

（1）Input Capacitance

将漏极源极短接，用交流信号测得栅极和源极之间的电容，当输入电容充电致阈值电压时器件才能开启，放电到一定值时才可以关断，对器件的开关有直接的影响。

（2）Output Capacitance

将栅极源极短接，用交流信号测得的漏极和源极之间的电容。

（3）Reverse transfer capacitance

在源极接地的情况下，测得漏极和栅极之间的电容，反向传输电容等同于栅漏电容。反向传输电容也叫米勒电容，对于开关时间来说是一个重要的参数。

2.3 半桥倍流整流电路设计

半桥倍流整流结构如图5 所示，IN+为主电路的直流输入电压，C1 为输入电源的输入电容，C2 和C3 主要用于给变压器T1 的原边的负向端提供一个电位。Q1 和Q2 构成一个半桥结构，两个驱动信号是具有一定死区时间的互补信号，Q3 和 Q4 用于同步整流。L1 和 L2 是输出滤波电感，C4 和C5 是输出滤波电容。

图5 半桥倍流同步整流电路图

2.4 半桥变换器的原理

C2 和C3 若为同规格的电容，当输入电压为Vin 时，则C3 能够分得一半的输入电压，即变压器的原边的负端电位为Vin/2，此点电位可以通过串联电阻分压实现。

初始上电，如图6 所示，Q1、Q4 开通， Q2、Q3 截止。则Q2 的漏极电压为Vin，即变压器的原边为正，则变压器的副边为正，即经过L1，负载和Q4 到变压器的副边形成一个回路，电感L1 电流增大。

图6 初始上电信号流向图

第二阶段，如图7 所示，Q1、Q2 截止，Q3、Q4 开通，此阶段称为死区，初次上电L2 未进行充电，此阶段L2 没有续流回路，主要是电感L1 进行续流。对应变压器的原边的电压为零，则变压器的副边电压也为零，电感L1通过负载、Q3 形成一个续流回路，此时电感L1 电流减小。

图7 第二阶段信号流向图

第三阶段，如图8 所示，Q1 、Q4 截止，Q2、 Q3 开通。则Q2 的漏极被下拉到地，变压器的原边电压为负，变压器的副边也为负，通过L2 经负载、Q3 到变压器的的副边形成一个回路，电感L2 的电流增大，电感L1 仍通过续流回路进行续流，即继续减小。

图8 第三阶段信号流向图

第四阶段，如图9 所示，Q1、Q2 截止，Q3、Q4 开通，此时对应的死区期间，两个电感各自对应自己的续流回路，电感L1 和L2 的电流都减小。

图9 第四阶段信号流向图

下一阶段和第二阶段相同，只是增加了一个电感L2 的续流回路。然后依次循环。对应波形变化如图10 所示。

图10 半桥倍流整流波形图

3 半桥驱动电路的设计

采用增强型GaN FET 提供集成功率半桥驱动电路结构图及引脚图如图11 所示。两个输入端，HI 为驱动器高侧控制输入，LI 为驱动器低侧控制输入，内部和VCC 相连接的有一个欠压保护和一个过压钳位电路，钳位电路主要用来限制自举电路电压，确保高端栅极驱动器驱动电压不会过超过5.4V。MOSFET 的前级驱动是PMOS 和NMOS 组成的推挽电路，上NMOS 驱动需要自举方式，自举电容需要在上NMOS 驱动之前完成充电。

图11 半桥驱动电路内部结构图

4 系统测试电路

本开关电源电路的测试电路如图12 所示，当S1 对应的波动开关关闭，TPS53632 的EN 会被打开，然后5V 会给UCC27512 的IN+体用一个高电平，当LMC555 给IN-提供低电平时，Q2 开通，输出即有120mΩ 的负载，对应几安培的电流输出。

图12 测试电路图

当S1 对应的波动开关关闭，TPS53632 的EN会被打开，然后5V 会给UCC27512 的IN+体用一个高电平，当LMC555 给IN-提供低电平时，Q2开通，输出即有120mΩ 的负载，对应几安培的电流输出。

测试过程中的时序步骤：（1）连接输入和输出，未接通电源；（2）万用表测试测试点TP3，TP4，TP12 和TP14 是否正常；（3）确保启用（EN）开关设置为关闭；（4）LDO 提供5 V 和3.3 V 电源；（5）上电输入电源并设置为所需的输入电压，但不高于75 V, 将电流限制设置为2 A。低于36V 的操作可能会限制转换器的输出电压范围；（6）将EN 开关滑动到打开位置以启动转换器。输出电压将上升，PGOOD LED 应亮起，表示输出电压处于稳压状态；（7）启用电子负载并设置为所需的负载电流；（8）执行所需的测量;(9)测试波形。

主要对主要地方波形进行了测试与保存，其中包括两路PWM 驱动信号、5V 电源、3.3V电源、输出电压信号等。

两路PWM 驱动信号中间是有一定的死区时间，主要用于电感的续流，如图13 所示。5V 电压输出有一定的纹波测量值为4.91V，纹波有0.09V左右，3.3V 电压输出实测有3.25V，有0.05V 纹波波动，输出波形如图14 所示。输出电压为1V，与设置的值对应，此时动态输出电流为8.3A，波形如图15 所示。