邹 雄，杨华兵，范 亚，黎 静

(空军预警学院，武汉 430019)

0 引 言

多极化天线作为变极化技术基础且核心的部分，在雷达和无线通信领域均具有广泛的应用前景。变极化技术抗单一极化干扰的得益通常可达20 dB，抗复合极化干扰的得益也可达3 dB[1-2]。同时，变极化技术能够有效利用电磁波的空间维度，实现更多的自由度(空间特征信道)，使通信系统在通信容量、抗多径衰落等方面得到极大的提高[3-4]。因此，多极化天线的研究成为近年来天线领域的一个热点问题。

利用微带线、波导、对称振子等导波结构实现的多极化天线已有不少报道，如多极化贴片[5]、喇叭[6]、对数周期天线[7]等。而基片集成波导(Substrate Integrated Waveguide,SIW)作为一种较新的导波结构，在多极化天线领域的应用起步相对较晚，总体而言，可分为两类。一类是SIW多极化腔体天线。此类天线以SIW谐振腔为基础，通过在单个或多个腔体中刻蚀不同的缝隙，并采用不同馈电方向来实现多极化[8-12]。另一类是SIW多极化行波天线。此类天线以SIW行波天线为基础，利用变极化馈电网络来实现多极化[13-16]。其中，SIW漏波天线因其具有较高的增益和较低的副瓣而被应用于卫星通信等领域。Cheng等人[13]利用两组垂直斜缝设计半模基片集成波导(Half Mode Substrate Integrated Waveguide,HMSIW)扫频天线，通过3 dB电桥和缝隙位置的不对称设置实现了四种极化模式(左旋圆极化、右旋圆极化、45°线极化、135°线极化)，波束可在前向区域3～30°范围内扫描。但该天线单元间距接近一个波导波长，不利于天线的小型化，更重要的是，该天线存在开阻带(Open Stop-Band,OSB)问题，仅能实现后向扫描。Chen等人[14]在设计多极化漏波天线时，首先在HMSIW内设置一组相互垂直的矩形缝隙实现圆极化，然后在HMSIW开放边沿一侧利用PIN二极管连接矩形贴片，实现了线极化，通过二极管的通断达到了极化重构的目的。该天线可实现波束后向到前向区域的连续扫描，但有源电路的引入使得天线加工和使用较为复杂。

为缩小单元间距、减小漏波天线尺寸，则漏波缝隙单元需要具有较高的移相特性。同时，为了实现波束的连续扫描，需要改变缝隙结构来抑制开阻带。基于前期研究成果，本文提出一种斜45°“目”字形缝隙结构，分析其色散特性、传输与辐射特性，并利用3 dB耦合器和90°移相器组成四极化馈电网络，可实现波束从后向到前向连续扫描的SIW四极化漏波天线。

1 斜45°“目”字形缝隙

前期研究发现，SIW中的横向“目”字形缝隙具有高移相特性，且能够克服传统漏波天线的开阻带问题[17]。将“目”字形缝隙结构应用在多极化漏波天线设计时，由于圆极化形成的需要，两条线阵中的缝隙需要相互垂直，因此将“目”字形缝隙倾斜45°放置，讨论其工作性能。

1.1 缝隙结构

斜45°“目”字形缝隙结构如图1所示，基片厚度1 mm，相对介电常数2.2，损耗角正切为0.001。缝隙结构由一个环形缝隙和两个金属化通孔组成，缝隙设置于SIW的上表面，下表面为金属接地板。缝隙宽度为0.3 mm，SIW长度L=24.0 mm，宽度a=15.4 mm，通孔直径为0.6 mm，周期为1.0 mm，则等效波导宽度aRWG=14.96 mm[18]。具体尺寸见表1，表中缝隙长度均按缝隙中心线测量。

图1 斜45°“目”字形缝隙结构图

表1 “目”字形缝隙结构的初始尺寸 单位：mm

1.2 色散特性

利用HFSS15.0对该缝隙结构进行仿真，观察上表面电场分布，如图2(a)所示，在缝隙两侧，电场方向几乎相反，说明斜45°“目”字形缝隙单元具有一定的倒相特性。将该结构与相同长度的SIW传输线进行比较，得到两者输出端口的相位差，如图2(b)所示。

(a)上表面电场分布

(b)输出端相位差图2 斜45°“目”字形缝隙结构的移相特性

由图2可知，随着缝隙长度的增加，两者之间的相位差逐渐增大，缝隙单元的反射系数极小值频点也逐渐降低。当缝隙长度大于15.2 mm时，在最佳工作频率处(反射系数极小值点)，缝隙单元的移相量均在160°左右，说明斜45°设置的“目”字形缝隙结构与横向设置时相似，均能够产生较高的移相量。

观察图2(b)可知，在最佳工作频率附近，移相量几乎呈现出线性变化。设移相量为160°时对应的工作频率为f160，则当频率为f时，该缝隙结构所带来的移相量为

Δφ(f)≈160°+α1(f-f160) 。

(1)

式中：α1为比例常数，指单位频率变化范围的移相量。当l1=16.4 mm时，f160=10.2 GHz，α1在40°/GHz左右。

将“目”字形缝隙结构等间距排列，可设计漏波天线，如图3所示为8单元缝隙结构的漏波天线。为了保证漏波天线同时具备前向和后向扫描特性，在中心频率处，相邻缝隙需同相馈电。而由于缝隙单元产生了160°左右的移相量，则当缝隙间距导致的移相量在200°左右时，各缝隙即可实现同相馈电。因此，缝隙间距p的取值为(200/360)λg。考虑到天线的回波特性，通过仿真优化，p取13.8 mm。图4给出了该间距条件下斜45°“目”字形缝隙结构的色散特性。当频率高于8.4 GHz时，该天线均位于辐射区。其中，在8.4～10.3 GHz内，天线处于后向辐射区；在10.3～12.0 GHz内，天线处于前向辐射区。可见，该缝隙结构具有一定的复合左右手特性，可以实现天线指向从后向到前向的连续扫描。

图3 8单元“目”字形漏波天线结构图

图4 斜45°“目”字形缝隙结构的色散特性

1.3 传输与辐射特性

当漏波天线工作频率位于10.3 GHz时，“目”字形缝隙单元基本实现了同相馈电，波束指向垂直于基片表面。随着频率的改变，波束指向也随之改变。建立如图3所示的坐标系，将θ定义为yoz面中波束指向与y轴方向的夹角，则相邻缝隙单元的相位差可表示为

(2)

式中：λ0(f)为自由空间中的波长。则波束指向可表达为

(3)

将式(1)代入式(3)中，为尽量精确计算波束指向，α1在9.0～10.2 GHz频率范围内时取值为34°/GHz，在10.2～11.0GHz频率范围内时取值为48°/GHz，则频率为9.0 GHz、9.5 GHz、10.0 GHz、10.5 GHz、11.0 GHz时θ的计算结果分别为-39°、-22°、-9°、4°、16°。

对8单元漏波天线进行仿真，仿真结果见图5。在9.0～11.4 GHz范围内，反射系数小于-10 dB，传输系数均低于-12 dB，说明天线辐射性能良好。从yoz面增益方向图可知，在9.0 GHz、9.5 GHz、10.0 GHz、10.5 GHz、11.0 GHz处，天线增益分别为11.33 dBi、11.91 dBi、11.94 dBi、12.43 dBi、13.0 dBi，波束指向分别为-34°、-19°、-7°、6°、17°，与计算结果的差值均在5°以内。随着频率的升高，3 dB波束宽度由28°逐渐降低到15°。

(a)S参数

(b)yoz面增益方向图图5 8单元“目”字形漏波天线的仿真结果

2 SIW四极化馈电网络

由“目”字形缝隙结构组成的一维线阵仅能实现单一的极化方式，要实现四极化，则必须引入馈电网络。

2.1 四极化形成方法

将两个线阵平行排列，“目”字形缝隙分别倾斜45°和-45°。若一侧加入3 dB耦合器，则可使两个线阵的初始相位产生90°的相位差，若引入一个两通道的90°移相器，则可产生180°或0°的相位差。因此，可采用如图6所示的四极化形成方案。

图6 四极化形成方案

在该方案中，当信号由端口1输入时，两条线阵的相位差为180°，结合各自电场的方向，则合成场的方向垂直于线阵方向，极化方式为垂直极化。类似地，当信号由端口2、3、4分别输入时，合成场的极化方式分别为水平极化、右旋圆极化、左旋圆极化，如表2所示。

表2 极化合成结果

2.2 圆极化馈电网络

圆极化馈电网络由一个SIW 3 dB耦合器组成，如图7(a)所示，设计的中心频率为10.0 GHz。根据波导3 dB电桥设计原理，该耦合器通过开放一段窄壁来实现能量耦合，为了防止耦合段出现TE30模，耦合段宽度需小于2a。耦合段的长度由下式决定：

(4)

式中：λg(TE10)和λg(TE20)分别为宽度为a′的SIW在中心频率处的TE10模和TE20模的波导波长。

当耦合段宽度a′=26.4 mm时，根据式(4)计算的耦合段长度为17.3 mm。经过仿真优化，确定耦合段的尺寸如下：l=18.2 mm，l3=13.0 mm，l4=17.2 mm。

3 dB耦合器的仿真结果见图7(b)和图7(c)，10 dB回波损耗带宽超过超过22.6%(8.2～13.0 GHz)，在9.0～11.0 GHz范围内传输系数在-2.5～-4.2 dB之间，插入损耗优于1.2 dB；输出端相位差在87.0°～93.6°以内，可见带内相位差起伏很小。

(a)结构图

(b)S参数

(c)输出端相位差图7 3 dB耦合器的结构图与仿真结果

2.3 线极化馈电网络

线极化馈电网络由一个SIW 3 dB耦合器和一个等长不等宽移相器组成，如图8(a)所示，设计的中心频率为10.0 GHz。根据传统等长不等宽波导移相器的设计理论，移相段长度由以下公式确定：

(5)

式中：λg(a1)和λg(a2)表示宽度分别a1和a2的SIW在中心频率处的波导波长。

为使移相器的两条分支均能在9～11 GHz内传输TE10模，两条分支的宽度差异不宜过大。本馈电网络中，分支的宽度分别为a1=14.0 mm，a2=16.8 mm。由式(5)确立的移相段长度为42.0 mm，为防止SIW宽度突变造成的S参数恶化，移相器的过渡段采用渐变式处理，尺寸为l5=33.0 mm，l6=42.2 mm。

线极化馈电网络的仿真结果见图8(b)和图8(c)，10 dB回波损耗带宽超过超过22.3%(8.2～12.9 GHz)，在9.0～11.0 GHz范围内传输系数在-3.2～-4.4 dB之间，插入损耗优于1.4 dB；从9.0～11.0 GHz，输出端口的相位差由199°逐渐降低到164°。

(a)结构图

(b)S参数

(c)输出端相位差图8 线极化馈电网络的结构图与仿真结果

3 天线测试

SIW四极化“目”字形漏波天线实物照片如图9所示。为方便测试，各馈电微带线向外弯曲90°从而增大端口距离。端口排列方式与图6相同，左侧为线极化端口，右侧为圆极化端口。因篇幅所限，此处仅提供测试结果，更多仿真数据请扫描本文OSID码查看。

S参数的测试结果见图10(a)和图10(b)。在8.9～11.3 GHz内，线极化和圆极化端口的回波损耗优于9 dB，相邻端口的隔离度超过10 dB。在传输性能上，从8.9～11.4 GHz，左右两侧端口相互间的传输系数均小于-20 dB，可见天线总效率较高，在10 GHz处两个端口的天线总效率仿真结果均高于0.9。

辐射方向图的测试结果见图10(c)和图10(d)。由于线极化两个端口和圆极化两个端口的测试结果相似，因此这里仅给出1、4端口的测试结果。测试时，所设计的漏波天线为发射天线，接收天线(探头)为垂直极化。1端口输入时，在9.0 GHz、9.5 GHz、10.0 GHz、10.5 GHz、11.0 GHz处的波束指向分别为-25°、-16°、-5°、8°、21°，增益分别为3.6 dBi、7.6 dBi、11.5 dBi、11.8 dBi、12.6 dBi。4端口输入时，波束指向分别为31°、18°、8°、-10°、-21°，增益分别为8.1 dBi、6.1 dBi、7.8 dBi、8.7 dBi、9.1 dBi。由于接收天线为垂直极化，4端口的增益测试结果会有3 dB的极化失配损失，若采用左旋圆极化接收天线，测试的增益将更高。由图可知，当频率低于9.5 GHz时，1端口的增益测量值较低，这是由于线极化馈电网络的输出相位差波动较大，不能稳定在180°左右，尤其是在9.5 GHz以下时，与180°相距10°以上。

(a)回波损耗与隔离度

(b)传输性能

(c)1端口输入时的归一化方向图

(d)4端口输入时的归一化方向图

4 结 论

为克服传统漏波天线存在的开阻带缺点，本文提出了斜45°“目”字形缝隙结构，分析了该结构的移相量特性，并根据移相量确定单元间距，从而设计了8单元的漏波天线。色散图和辐射方向图的仿真结果均表明，该天线具有波束从后向到前向连续扫描的功能。同时，利用3 dB耦合器和90°移相器设计了SIW四极化馈电网络，在9.0～11.0 GHz范围内，圆极化馈电网络的相位波动小于±4°，线极化馈电网络的相位波动小于±19°。将两条“目”字形缝隙线阵与馈电网络相结合则可实现四极化漏波天线。测试结果表明，该四极化天线具有较好的端口隔离度，线极化的波束扫描范围是-25°～21°，圆极化的波束扫描范围是-21°～31°。圆极化的增益波动小，波束扫描范围更大，这主要是由于圆极化馈电网络的输出相位差的平衡度更好导致的。