孙佳威，张丽萍，林苏斌，黄华清

(1.福州大学电气工程与自动化学院，福建 福州 350108；2.福建省福芯电子科技有限公司，福建 福州 350009)

0 引言

开关电源体积小、重量轻且具有较高的电能转换效率的特点，近几年开关电源技术广泛应用于国民经济各个领域.由于功率半导体器件高频开关的工作特性，使得开关电源工作过程中往往伴随着较大的电压跳变和电流纹波，带来了严重的电磁干扰问题.电磁兼容特性是开关电源的一项重要性能指标，也是开关电源技术研究的一个主要热点[1-3].

文献[4-6]从噪声源角度出发，通过软开关技术、频率调制技术、无源(和有源)门级控制技术，文献[7-13]从噪声耦合路径出发，通过添加电磁干扰(electromagnetic interference,EMI)滤波器、调整印刷线路板布局、元件优化设计、平衡技术等方法研究电磁干扰的抑制方法，并取得较好的噪声抑制效果.但目前的研究主要针对单一电路拓扑的单级电路[14-17]，对于由多个电路拓扑构成的相对复杂的多级电路的电磁兼容特性分析及噪声抑制方法的研究较少.多级电路一般有多个噪声源，这些噪声源的频率、幅值、相位一般存在较大的差异，其具体的数值由各个电路拓扑的开关工作状态决定.这些噪声源通过各自的噪声传输路径产生噪声电流，在线性阻抗稳定网络(line impedance stabilization network,LISN)的等效电阻上形成噪声电压.多级电路的噪声频谱形成机理复杂、影响因素多[18-19]，分析其电磁兼容特性，厘清噪声形成机理，对分析开关电源的电磁兼容特性并进一步采取噪声抑制措施具有重要意义.

本研究以PFC(功率因素校正电路,power factor correction)+LLC拓扑结构开关电源为研究对象，分析共模噪声传输机理，给出传导共模主要噪声源的辨识方法.在此基础上，进一步提出在传导共模噪声传输过程中磁元件可视为共模滤波器的新观点.在理论分析基础上，为了抑制电路的共模噪声，通过优化磁元件绕组排布、绕制反相绕组等方式改善磁元件的传导共模EMI滤波特性.最后通过一台音频功放电源样机，验证了理论分析的正确性和噪声抑制方法的有效性.

1 传导共模噪声传输机理

交错并联PFC电路+半桥LLC电路的共模噪声传输路径如图1所示.图1由LISN、EMI滤波器、交错并联PFC电路以及半桥LLC电路组成.图中，L1、L2、C1、C2、C3、C4、R1、R2构成了LISN的等效电路；在EMI滤波器中CY1、CY2、CY3、CY4为Y电容，CX1、CX2为X电容；L3为共模扼流圈并以它的漏感作为差模电感；在交错并联PFC电路中D1～D4为整流桥二极管，L4、L5为PFC电感，Q1、Q2为开关管，D5、D6为续流二极管，Cin1、Cin2分别为PFC电路的输入、输出滤波电容；半桥LLC电路由开关管Q3、Q4，谐振电感Lr，谐振电容Cr，LLC变压器T，全波整流二极管D7、D8以及输出滤波电容Co构成.

图1 交错并联PFC+半桥 LLC电路共模噪声传输路径Fig.1 CM noise transmission path of interleaved parallel PFC+ half-bridge LLC circuit

图1中A点和B点是交错并联PFC电路的电位跳变点，CQ1为A点总的对地分布电容(包括开关管Q1、二极管D5对大地的分布电容以及电感L4外层导体对大地的分布电容等)，CQ2为B点总的对地分布电容(包括开关管Q2、二极管D6对大地的分布电容以及电感L5外层导体对大地的分布电容等).根据电磁兼容理论，共模噪声是由电路中电位跳变点,通过其对地分布电容对大地形成的位移电流.因此，图1中交错并联PFC电路主要存在icm1和icm2这两路共模噪声.第1路共模噪声icm1由电位跳变点A，通过CQ1、LISN、L/N线形成噪声回路.第2路共模噪声icm2由电位跳变点B，通过CQ2、LISN、L/N线形成噪声回路.C点、D点和E点是半桥LLC电路的电位跳变点，CQ3为C点总的对地分布电容,Cps为变压器原边绕组对副边的分布电容，Csp1、Csp2为LLC变压器两个副边绕组对原边的分布电容，Csg为LLC电路副边地对机壳的分布电容.图1所示半桥LLC电路主要存在icm3、icm4、icm5、icm6这4路共模噪声电流.其中第3路共模噪声icm3由电位跳变点C，通过CQ3、大地、LISN、L/N线形成噪声回路.第4路共模噪声icm4由变压器原边通过Cps、Csg(在实际开关电源中，常在副边地和大地间接Y电容，此时Csg即为所接的Y电容)、大地、LISN、L/N线形成的噪声回路.第5路共模噪声icm5是由电位跳变点D通过Csp1、C0、Csg、大地、LISN、L/N线形成的噪声回路.第6路共模噪声icm6是由电位跳变点E通过Csp2、C0、Csg、大地、LISN、L/N线形成的噪声回路.

图2 交错并联PFC+半桥 LLC电路共模噪声等效模型Fig.2 CM noise equivalent model of interleaved parallel PFC+ half-bridge LLC circuit

在明确交错并联PFC+半桥LLC电路共模噪声传输路径基础上，为了便于分析，根据替代定理，建立如图2所示的交错并联PFC+半桥LLC电路的共模噪声等效模型.图中，uQ1、uQ2为交错并联PFC电路的噪声源，uQ3为半桥LLC电路的原边噪声源,uD7、uD8为半桥LLC电路的副边噪声源，RCM为LISN的共模等效电阻,uCM为LISN等效电阻的噪声电压.

由图2可见，由交错并联PFC电路产生的共模噪声中，icm1、icm2(无滤波器时)可近似表示为：

(1)

由半桥LLC电路产生的共模噪声中，icm3、icm4、icm5、icm6(无滤波器时)可近似表示为：

(2)

2 传导共模主要噪声源辨识

开关电源的EMI噪声是由电路中所有噪声源共同作用产生的.一般而言，由多级电路构成的开关电源中均有多个噪声源.以图2的噪声等效模型为例，在交错并联PFC+半桥LLC电路中共有5个噪声源.每一个噪声源产生的共模电流都会通过其共模传输路径阻抗在LISN等效电阻上形成噪声电压.噪声频谱体现的是所有噪声源在各个频率点产生的共模噪声电流在LISN等效电阻上产生的噪声电压的矢量叠加.因各个噪声源幅值、频率、相位的差异，噪声频谱呈现的噪声峰值往往主要取决于开关电源中某一级电路的噪声.因此，通过实验测试获得原始噪声，并基于噪声频谱，结合开关电源实际工况可准确辨识开关电源的主要噪声源.

为了简要说明主要噪声源的辨识过程，以一款音频功放电源(电路拓扑为交错并联PFC+LLC电路)为实验样机，说明主要噪声源辨识的流程.样机主要电路参数：前级交错并联PFC电路，输入电压Uin(AC 220 V)，输出电压Uo1(DC 380 V)，开关频率75 kHz；后级半桥LLC电路，输入电压Uin1(DC±190 V),输出电压Uo2(DC 90 V)，开关频率90 kHz.采用R&S的高频电流探头EZ-17，以电流法测试原始共模噪声，测量的原始共模噪声频谱如图3所示.

从图3的共模噪声频谱可看出，噪声频谱在270、450、630 kHz等频率点存在明显的噪声峰值点，这些频率点与样机的半桥LLC电路开关频率的倍频一致，因此可以判断样机的主要共模噪声是由半桥LLC电路产生的.因此，在分析噪声时可先主要关注半桥LLC电路.为了简化分析，先忽略PFC电路产生的共模噪声的影响.此时，图2的噪声等效模型可简化为图4所示的半桥LLC电路共模噪声传输模型.

图3 原始共模噪声频谱Fig.3 Spectrum of original CM noise

图4 半桥LLC电路共模噪声传输模型Fig.4 CM noise transmission model of half-bridge LLC circuit

由图4可见，4路噪声是影响噪声频谱峰值的主要因素.由式(2)可见，icm3、icm4、icm5、icm6的大小与各部分的噪声源电位(uQ3、uD7、uD8)、分布电容(CQ3、Cps、Csp1、Csp2)、副边地对大地分布电容的噪声电压uCsg、LISN等效电阻的噪声电压uCM密切相关.因共模噪声电流一般较小，量级为μA数量级，其在LISN等效电阻上的电压降相对于噪声源电位可忽略不计.同时，实际工程应用中常在LLC变压器副边地与机壳(大地)间接Y电容，Y电容的容值(几nF)一般远大于变压器内部传导共模噪声的有效电容(几pF)，此时Y电容上的噪声电压相对于噪声源电位也可忽略不计，因此，式(2)可进一步近似简化为：

(3)

共模噪声抑制中，满足安规标准的要求时，将散热片接电路的电位静电点，可屏蔽开关管通过散热片经对地分布电容的共模噪声(图4、5中的icm3).此时，电路的共模噪声主要由icm4、icm5、icm6决定.由式(3)可见，Cps、Csp1、Csp2是影响原始共模噪声的最关键因素，而Cps、Csp1、Csp2的大小均与LLC变压器密切相关，因此，有必要进一步深入探讨LLC变压器的共模噪声抑制特性.

3 磁元件共模EMI滤波特性分析

3.1 LLC变压器共模EMI滤波特性分析

图5 LLC变压器共模滤波特性等效模型Fig.5 CM filter equivalent model of LLC transformer

LLC变压器共模滤波特性等效模型如图5所示.由图5可见，半桥LLC电路中噪声源uQ3直接施加在变压器的原边绕组，uD7直接施加在变压器的一组副边绕组上，uD8直接施加在变压器的另一组副边绕组上.这几个噪声源产生的共模噪声电流(icm4、icm5、icm6)均是通过变压器内部的分布电容(Cps、Csp1、Csp2)传输的.同时，由图5所示的共模噪声传输角度来看，变压器分布电容的等效阻抗与EMI滤波器中共模滤波器件的阻抗都属于共模噪声传输路径的阻抗参数，调整其阻抗参数均可达到噪声抑制的效果.因此，LLC变压器实质上可视为共模滤波器.

在图5中，3个噪声源均位于LLC变压器的原、副边绕组端口.根据电磁感应定理，3个噪声源在数值上应满足变压器原、副边变比的关系.若将LLC变压器视为共模滤波器，当原边的噪声源给定的情况下，两组副边绕组将感应出分布在副边绕组的噪声电位(即为副边绕组的噪声源电位).在变压器原、副边绕组噪声电位共同作用下，通过电场耦合，在副边绕组上产生感应电荷，形成共模噪声电流.因此，变压器原边噪声电位uQ3给定时，变压器副边绕组的感应电荷Q可表示为：

(4)

式中：C0为变压器原、副边绕组的相邻层的层间结构电容；A为变压器绕组窗口的高度；Δu为变压器原、副边绕组相邻层的层间电位差.

表征变压器共模噪声抑制能力的共模端口有效电容为：

(5)

流经变压器总的共模噪声电流，可表示为：

(6)

由式(4)～(6)可见，流出变压器的总的共模电流与变压器原、副边绕组相邻层的层间结构电容及变压器原、副边绕组相邻层的层间电位差密切相关.因此，针对性的设计绕组结构，改变层间结构电容及原副边绕组的电位分布，调整共模端口有效电容，可以改善变压器的共模噪声抑制能力.

为了说明变压器绕组绕制方式对变压器共模滤波能力的影响，以LLC变压器为例，绕制了2颗变压器.变压器的基本电气参数：原边1个绕组，副边两个绕组带中间抽头；原边两层绕制，匝数为21匝，两组副边合起来双股并绕，两层绕制，匝数各10匝；匝比为21∶10∶10；磁芯规格为PQ3540，原边和副边绕组线规均为利兹线 0.1 mm × 100股.

图6 LLC变压器噪声电位分布示意图Fig.6 Noise potential distribution diagram of LLC transformer

2颗变压器的绕组绕制方式如图6、7所示.其中图6为变压器的噪声电位分布示意图，图6中1-2接变压器原边，1为原边电位跳变点，2为原边电位静点；3-4接变压器副边1，5-4接变压器副边2；3为副边1电位跳变点，5为副边2电位跳变点，4为副边电位静点.图7(a)、(b)分别为1#变压器和2#变压器的绕组排布方式示意图.为了便于表述,将图7中变压器绕组各层做如下定义：原边绕组靠近磁芯那一层定义为p1,原边绕组靠近副边绕组那一层定义为p2,副边绕组1靠近原边那一层定义为s11,副边绕组1远离原边那一层定义为s12,副边绕组2靠近原边那一层定义为s21,副边绕组2远离原边那层定义为s22.

由图7 (a)可见，1#变压器p1层引出线接原边电位静点2，p2层引出线接原边电位跳变点1，s11层引出线接副边静点4，s12层引出线接副边1电位跳变点3，s21层引出线接副边2电位跳变点5，s22层引出线接副边2电位静点4.在该连接方式下，原边绕组和副边绕组1相邻层的电位差分布从0.5(up-us1)到up，原边绕组和副边绕组2相邻层的电位差分布从0.5(up+us2)到(up+us2)，其中：up为变压器原边电压;us1为变压器副边1电压;us2为变压器副边2电压.由图7 (b)可见，2#变压器p1层引出线接原边电位跳变点1，p2层引出线接原边电位静点2，s11层引出线接副边1电位跳变点3，s12层引出线接副边1电位静点4，s21层引出线接副边2电位静点4，s22层引出线接副边2电位跳变点5.在该连接方式下，原边绕组和副边绕组1相邻层的电位差分布从0.5(up-us1)到-us1，原边绕组和副边绕组2相邻层的电位差分布从0.5(up+us2)到0.

图7 变压器绕组排布方式示意图Fig.7 Schematic diagram of winding method of transformer

由原副边相邻层的电位分布可计算1#变压器的副边绕组感应的净电荷：

2#变压器的副边绕组感应的净电荷：

式中:A为变压器绕组宽度；C0为原副边绕组相邻层的层间电容.

比较式(7)、(8)可见，调整变压器绕组的绕制方式,可改变变压器副边绕组产生的感应净电荷的大小，1#变压器的感应净电荷约为2#变压器的6.6倍.

3.2 PFC电感共模EMI滤波特性分析

图8 交错并联PFC电感的共模滤波等效模型Fig.8 Equivalent model of CM filter of interleaved parallel PFC inductor

在PFC电感上绕制反相绕组是抑制PFC电路共模噪声常用且有效的方法.为了分析PFC电感的滤波特性，给出图8所示的绕制反相绕组的交错并联PFC电感的共模滤波等效模型.图8中,L41为在PFC电感L4上绕制的反相绕组，CB1为在连接在L41与大地(机壳)间的补偿电容，L51为在PFC电感L5上绕制的反相绕组，CB2为在连接在L51与大地(机壳)间的补偿电容.

由图8可见，绕制反相绕组后，若将绕制反相绕组的PFC电感看成理想的反相变压器，假定反相变压器其原副边的匝比为n，此时流经补偿电容CB1、CB2的共模电流分别为：

(9)

在绕制反相绕组前后，由交错并联PFC电流产生的在LISN等效电阻上的噪声电压分别为：

因LISN等效电阻上的噪声电压一般远小于噪声源电位，式(10)可进一步简化为：

(11)

因此,在绕制反相绕组后，反相绕组对交错并联PFC电路噪声的抑制效果可表示为：

(12)

可见，可以通过调整反相绕组的匝数及补偿电容，抑制交错并联PFC电路的共模噪声.绕制反相绕组的PFC电感实质上可视为共模滤波器.

4 实验验证

图9 音频功放电源样机Fig.9 Prototype of audio amplifier power supply

以一款音频功放电源为实验样机进行实验验证.样机主要电路参数：前级交错并联PFC电路，输入电压uin(AC 220 V)，输出电压Uo1(DC 380 V)，开关频率75 kHz；后级半桥LLC电路，输入电压Uin1(DC±190 V)，输出电压Uo2(DC 90 V)，开关频率90 kHz.采用R&S的高频电流探头EZ-17，以电流法测试原始共模噪声.实验测试时，采用市电三线接法，变压器副边地通过Y电容接大地.样机示意图如图9所示.

4.1 变压器对传导共模噪声影响的实验验证

将1#变压器和2#变压器分别接入实验样机，测量的共模噪声频谱如图10所示.从图10可见，在0.15～3.00 MHz频段范围内，接2#变压器样机的共模噪声比接1#变压器样机的共模噪声小约10 dB，实验测试结果验证了在共模噪声传输路径中，变压器可视为共模滤波器的观点，通过合理优化变压器绕组的绕制方式可以有效减小共模噪声.

同时,从接2#变压器样机的噪声频谱可见，噪声频谱在150、300、450 kHz等频率点存在明显的噪声峰值点，这些频率点与样机前级交错并联PFC电路开关频率的倍频一致.因此,在优化变压器绕组绕制方式后，LLC电路的共模噪声已经小于前级PFC电路的共模噪声，此时,主要共模噪声是由前级交错并联PFC电路产生的，可进一步通过PFC电路采取噪声抑制措施.

4.2 PFC电感对传导共模噪声影响的实验验证

在对LLC变压器优化基础上，为了进一步抑制PFC电路的共模噪声，分别在2颗PFC电感上均匀绕制了5匝反相绕组.测量的共模噪声频谱如图11所示.

由图11可见,绕制反相绕组后，在0.15～1.00 MHz频段内，噪声进一步降低了约5 dB.实验测试结果验证了在共模噪声传输路径中，PFC电感可视为共模滤波器的观点.通过绕制反相绕组，构造反相噪声源,可改善PFC电感的共模滤波特性，有效减小共模噪声.

图10 1#变压器和2#变压器共模噪声对比Fig.10 Comparison of CM noise between transformer 1# and transformer 2#

图11 反相绕组抑制共模噪声对比Fig.11 Contrast of CM noise suppressed by inverting winding

同时需要说明的是：在1～30 MHz频段内，噪声未有明显改善.造成这一现象的原因是,反相绕组是通过构造反相噪声源来抵消原始噪声，在频率较高的频段因开关管振荡尖峰及电路寄生参数等因素,使反相噪声源的相位与原始噪声源相位在高频下无法完全反相，从而影响噪声抑制效果.

5 结语

1) 开关电源中，共模噪声源实际上是施加在磁元件绕组端口，并通过磁元件的容性分布参数传输的，从共模噪声传输机理看，磁元件可视为共模滤波器.

2) 通过优化设计磁元件绕组结构、构造反相噪声源，可改善磁元件的共模噪声抑制能力.