吕健健，李莉，张文梅

（山西大学 物理电子工程学院，山西 太原 030006）

0 引言

随着无线通信技术的发展和用户需求的提高，传统的单一定向天线已经不能满足现代通讯的多样性要求。多波束天线［1］可以产生多个锐波束，通过切换这些锐波束来实现不同区域的信号覆盖。这类天线能有效增强信号的覆盖能力［2-3］，增大通信容量，节省频谱资源，具有很重要的研究意义。

一般采用相控阵的方法实现多波束，其基本思路是：通过改变馈电网络的相位实现波束切换。常用的波束形成网络有Blass矩阵［4-5］、Butter矩 阵［6-8］和 Nolen 矩 阵［9-10］等 。其优点是可对波束数目和形状进行灵活控制，但是馈电网络复杂，体积庞大而且成本高。近年来，电磁超表面［11-13］以其低剖面、低损耗和易集成等优势得到了越来越多的关注。按照超表面单元的排布方式，可将其分为相位梯度超表面和均匀超表面。其中，基于相位梯度超表面的多波束天线是通过改变超表面单元的尺寸、形状等几何参数就可以实现对电磁波反射（透射）幅度、相位的灵活调控［14-16］。文献［17］和［18］均为多波束透镜天线，它们都是通过改变超表面单元的某一参数来改变单元的透射相位，再通过编码对整个超表面进行排布，不同的是文献［17］为1 bit电控波束扫描超表面天线，即通过改变单元上加载PIN二极管的状态来改变超表面的相位分布实现波束俯仰角±60°的扫描。文献［18］中的超表面采用对称的抛物面相位分布，采用1×7个基片集成波导（SIW）堆叠贴片天线作为馈源，通过分别激励7个不同的端口实现了波束俯仰角±27°的一维扫描。这种透镜类的天线虽然可以实现波束的灵活扫描，但设计较为复杂，且体积较大。基于均匀超表面的多波束天线一般采用在超表面上加载集总元件或者采用多馈电端口的方式来实现多波束［19-20］。文献［19］中的方向图可重构天线的超表面单元为正六边形结构，采用蜂窝状排布，单元之间加载了零欧姆电阻芯片，馈源为矩形微带贴片天线，通过导通超表面上不同区域的电阻芯片来改变超表面的电流分布进而实现波束切换。但是引用电阻、电容等集总元件会使得天线的加工难度增大，可靠性也不高。文献［20］提出了两种用于波束导向应用的缝隙馈电超表面天线。两种设计结构相似，由一个单槽或双槽的辐射部分和均匀超表面两部分组成。前者通过移动单槽的位置来实现波束转向功能；后者为了避免馈电槽的机械移动，提出了一种双槽馈电结构，采用两条不同长度的馈线来实现波束的调控，但波束覆盖范围有限。

本文设计了一种基于均匀方环超表面的四波束可切换天线，辐射单元为一个方环贴片，由四条微带线进行馈电，在方环贴片天线的上方加载一层3×3的均匀方环超表面来改善波束性能。通过激励端口1-4可获得φ=0°、90°、180°和270°四个不同方位的波束，该天线的-10 dB阻抗带宽为8.6 GHz～9.9 GHz，增益可达到11 dBi。综合考虑下，本文采用均匀超表面和多馈电端口结合的方式来设计多波束天线，避免了复杂的单元设计和集总元件的使用，具有低剖面、低成本、易加工以及波束覆盖范围广等优势。

1 天线结构

如图1所示，天线整体结构对称，由超表面和辐射单元两部分组成。超表面由3×3个方环单元组成，介质基板采用 FR4（εr=4.4，tanδ=0.009，h1），方环单元的边长 p≈λg（λg为中心频率处的导波波长），相邻单元之间间隔为g。辐射部分为方环贴片结构，由四条微带线进行馈电，介质基板采用聚四氟乙烯（εr=2.2，tanδ=0.002 7，h2），最底层为接地板。上下两层介质基板的空气间隙高度为hg。该天线工作在8.6 GHz～9.9 GHz，表1给出了优化后的具体参数。

图1 天线结构图Fig.1 Structure of the antenna,(a)the side view,(b)the metasurface,(c)the square loop antenna

表1 天线结构参数（mm）Table 1 The structural parameters of antenna（mm）

2 天线分析

为改善天线的辐射性能，实现波束赋形，本文在方环贴片上方加载了一个3×3的均匀方环超表面。由于天线结构对称，本文只讨论端口1激励时天线的仿真结果。图2所示为仿真的加载超表面前后天线的S11。可以看出当不加载超表面时，天线的谐振频率在10.2 GHz，-10 dB阻抗带宽为 9.8 GHz～10.5 GHz。加载超表面后，天线的谐振频率往低频偏移，带宽也明显拓宽，-10 dB阻抗带宽为8.6 GHz～9.9 GHz（1.3 GHz）。

图2 有无超表面时天线的S11Fig.2 S11of antenna with and without metasurface

图3给出了有无超表面结构时9.8 GHz处的E面方向图，可以看出无超表面结构时，波束聚焦效果不明显，旁瓣较大，主波束方向在（θ，φ）=（53°，90°），增益较低，为 9 dBi。加载超表面后，天线波束旁瓣明显减小，波束集中指向（θ，φ）=（48°，270°），这是因为从端口1输入的能量经过微带线大部分耦合到其正上方的超表面单元，从而使波束方向改变。此时天线增益达到了11 dBi，较之前提高了2 dBi。

图3 有无超表面时天线在9.8 GHz处的3D方向图Fig.3 Radiation patterns of antenna with and without metasurface at 9.8 GHz

为进一步说明超表面对波束的调控原理，我们研究了端口1激励时超表面上的电流分布如图4所示。可以看到左右两部分电流对称，其产生的作用可以相互抵消。电流主要集中在端口1上方的方环单元上，从而使波束发生偏转。图5比较了有无超表面时天线在9.8 GHz处的E面方向图，可见加载超表面前后，旁瓣电平从-3.3 dB降低到-10 dB，天线波束更加集中。

图4 超表面上的电流分布图Fig.4 Current distribution in metasurface

图5 超表面对天线的E面方向图的影响Fig.5 Effect of metesurface on radiation pattern at E-plane

此外，两层介质基板的间距hg对天线波束也有很大的影响。图6给出了空气间隙hg取不同值时φ=90°的截面方向图，可以看出，当hg=1 mm时，θ=-35°处有一个明显的背向辐射。随着hg的增加，背向辐射慢慢减小，主波束由35°偏向48°。当hg=2 mm时，背向辐射的改善最为明显。

图6 空气间隙hg对天线φ=90°截面方向图的影响Fig.6 Effect of air gap hgon radiation pattern at φ=90°

为研究超表面排列周期对天线性能的影响，仿真了相邻方环单元的间距g取不同值时天线的2D方向图，其结果如图7所示。可以看出，当g=1 mm时，波束有两个明显的旁瓣，且背向辐射较大。当g=2 mm，背向辐射有了明显改善，且副瓣也有所降低，波束更加集中，增益达到了11 dBi。当g=3 mm时，靠近主波束两侧的副瓣较高，波束不够集中，增益较之前下降了2 dB。最终取g为2 mm。

图7 单元间距g对天线2D方向图的影响Fig.7 Effect of cell spacing g on 2D radiation pattern

由于本文设计的天线为对称结构，分别激励4个端口可获得4个不同方向的波束。图8给出了天线在9.8 GHz处这4个波束的三维方向图。可以看出四个倾斜波束的最大辐射方向分别为（θ，φ）=（48°，0°）、（48°，90°）、（48°，180°）和（48°，270°），天线增益达到了 11 dBi。

图8 天线在9.8 GHz处的3D方向图Fig.8 3D patterns of antenna at 9.8 GHz

3 仿真结果

本文采用商用仿真软件HFSS对天线进行仿真分析，结果见图9—图11。图9给出了该天线的反射系数S11、S22、S33、S44，可以看出这四条曲线几乎重合，-10dB阻抗带宽为8.6 GHz～9.9 GHz（1.3 GHz）。

图9 天线的反射系数Fig.9 S-paramenters of antenna

图10为端口1激励时天线在9.8 GHz处的E面和H面的方向图。可以看到主波束偏角在48°，3 dB波束宽度约为36°。图11为分别激励端口1-4时天线在9.8 GHz处的φ=0°和90°截面方向图，可以看到这四个波束的辐射性能基本一致。

图10 天线的E面和H面方向图Fig.10 Radiation patterns of antenna at E-plane and H-plane

图11 天线在9.8 GHz处的2D方向图Fig.11 2D radiation patterns of the proposed antenna at 9.8 GHz

表2列出了在9.8 GHz处这四个波束的具体参数。

表2 在9.8 GHz处四个波束的具体参数Table 2 The specific parameters of four beams at 9.8 GHz

为了进一步证明本文所提出的天线的优势，表3给出了本文天线与其他类似天线［19-22］性能的比较。文献［19］通过导通超表面上不同区域的零欧姆芯片来实现波束的一维切换，制作工艺相对复杂。文献［20］设计了一种双槽馈电结构，采用变化的相位差激励实现波束的调控，增益较高，但只能实现波束的一维调控。文献［21］、［22］及本文天线均采用切换端口的方式实现波束扫描，文献［21］将八木天线的单个端射定向波束分解为多个波束，使得增益降低。文献［22］设计了由两个尺寸不同的同心方环组成的双频段多波束天线，但剖面较高。相比之下，本文所设计的多波束天线尺寸较小，馈电结构简单且增益较高，波束覆盖范围广，可实现四个方位的波束切换。

表3 所提出天线与其他相关多波束天线的比较Table 3 Comparison of the proposed antenna with other related multibeam antennas

4 结论

本文提出了一种基于均匀方环超表面的四波束可切换天线。在方环贴片天线的上方加载了一层3×3的均匀方环超表面，从而改善了波束指向性，拓展了天线带宽。该天线工作在8.6 GHz～9.9 GHz（1.3 GHz），4个主波束与z轴夹角均为48°，增益可达11 dBi。此外，该天线整体尺寸仅为1.6λ0×1.6λ0×0.15λ0，因此，所提出的多波束天线具有低成本和小尺寸的优点。