周 健，杨晓庆，蒋光明

（四川大学电子信息学院，成都 610065）

0 引言

随着5G 时代的到来，各行各业迫切需要高性能射频组件，作为射频前端核心部件的功率放大器（功放）依然是当前的研究热点。

基于传统的A、AB、B、C 类功放，研究者提出了D、E 开关类功放以及谐波控制类功放。受寄生参数影响，开关类功放不宜工作在GHz之上的频段，而F/F类功放虽然具有较高的效率，但是其要求对谐波阻抗的精准控制，因而难以达成宽带的性能。2009 年Cripps 等学者提出了连续B/J 类功放，其二次谐波阻抗不再局限于短路点，而是分布在电抗圆上。在此之后便出现了兼具宽带和高性能的连续F/F类功放，其阻抗空间较标准F/F类功放虽在一定程度上得到了扩展，但其基波阻抗为电阻性阻抗，谐波阻抗为电抗性阻抗，以至于单一的连续F/F类功放难以拥有超越一个倍频程的带宽，因为基波阻抗和谐波阻抗的重叠会大幅恶化功放的性能。为进一步扩展带宽，人为地在电压电流波形表达式中引入可变因子，稍微牺牲效率来使得二次或者三次谐波阻抗成为电阻性阻抗，阻抗设计空间由此得到极大地扩展，功放可以做到超越倍频程的带宽。

本文从理论上分析了扩展型连续F/F-1类功放的阻抗表达式，然后将扩展型连续F 类、连续逆F类与连续F类工作模式结合起来获得新的阻抗空间，最后采用类椭圆低通滤波器作为输出匹配结构，实现了一个工作频段为0.5～3.1 GHz的宽带高效率混合连续类功放。

1 连续类功放原理

1.1 扩展型连续F/F-1类功放

在标准F 类功放的电压波形表达式中乘以一个额外的可变因子可以得到一系列纯电抗性的二次谐波阻抗，这便是连续F 类功放的由来。基于连续F 类功放，再次运用波形工程可以得到具有电阻性的二、三次谐波阻抗值以构造扩展型连续F 类功放。这类功放可以有重叠的基波和谐波阻抗值，它们的表达式如下，

应保证有-1 ≤≤1, 0 ≤≤1 与-0.85 <≤0，以免出现阻抗值分布在史密斯圆图之外，即反射系数大于1 的情况。图1（a）反映了扩展型连续类功放的基波与谐波阻抗空间。当== 0 时展示的是传统连续F 类功放的阻抗分布空间。可以看到随着的增大二次谐波阻抗从史密斯圆图的边缘进入到史密斯圆图之内，随着的减小三次谐波阻抗有相同的趋势。

图1 随可变因子变化的阻抗空间

同理，基于连续逆F 类功放可以通过相似的波形工程得到扩展型连续逆F 类功放。其谐波负载的分布如图1（b）所示。当== 0 时，为传统连续F 类功放的阻抗分布空间。可以看到这类功放的二次谐波阻抗更多地分布在高阻抗区域内。

1.2 扩展后的阻抗设计空间

由于具有电阻性的谐波负载值，扩展型连续F/F类功放的效率会有所降低。基于对带宽和效率的综合考虑，将扩展型连续F/F类工作模式与连续F/F类工作模式结合起来可以实现比单一连续工作模式更优异的性能。由于扩展型连续逆F 类功放在高电阻区域的二次谐波阻抗容易大幅恶化整体效率，因此对该类工作模式不做考虑。

扩展型连续F类功放的漏极效率表达如下，

选 定= 0.45 和= -0.5 使 得效 率 保 持 在70% 以 上。 图2 反 映 了 由 扩 展 连 续F 类（= 0.45，= -0.5）、连续F/F类连续工作模式结合后的新的阻抗设计空间。

图2 新的阻抗设计空间

后续通过选择和的合适取值范围可以将输出匹配网络的阻抗轨迹和目标负载联系起来，完成混合连续类功放的设计。

2 匹配网络的选择

2.1 理想输出匹配网络的频率响应

良好的匹配是一款性能优异功放的关键所在，这往往需要设计的匹配网络具有契合目标阻抗所在设计空间的频率响应。对于输入端来说，不需要控制谐波，重点考虑基波匹配，本文采用四阶切比雪夫低通滤波网络作为输入匹配电路。单一连续模式的谐波类功放因为基波阻抗和谐波阻抗之间的约束通过不具备超越倍频程的带宽，本文旨在设计一个结合以上三种连续模式的混合类功放，其宽带可分为三个频段，在第一个频段上功放工作于扩展连续F 类模式，在第二个频段上功放工作于连续逆F 类模式，在第三个频段上功放工作于连续F 类模式，其示意图如图3所示。

图3 理想的频率响应曲线

2.2 准椭圆低通滤波网络

目前大多数宽带功放采用切比雪夫低通滤波网络作为输出匹配电路，但是其存在着由通带至阻带的较长过渡区域，这会在一定程度上影响宽带的扩展。椭圆低通滤波网络具有最大的矩形系数，其具有非常好的滚降特性，相比切比雪夫低通滤波网络有较短的过渡区，可以实现的带宽性能更佳。但标准的椭圆滤波网络不具备阻抗变换的性质，通过将切比雪夫低通滤波网络中的第一个旁路电容更换为一个电感与电容的串联结构可以获得适用于宽带功放的准椭圆滤波网络，本文中拟采用输出匹配电路结构的集总元件拓扑结构，如图4（a）所示。

3 电路仿真与结果测试

选取Wolfspeed 公司的高性能氮化镓晶体管CGH40010F 来进行功放的设计，介质基板选用相对介电常数为2.2、厚度为31 mil 的RT/duroid 5880。通过查阅晶体管，为便于后续的设计，将静态工作点选定在漏极电压为28 V、栅极电压为-3.1 V，此时所得到的静态电流约为75 mA，晶体管将工作在深AB类功放状态。加工好的功放PCB实物如图5所示，整体尺寸为7 cm×4.5 cm。

图5 功放实物图

将第二节中准椭圆滤波网络中的集总元器件都转化为微带线，因为集总元件随着频率的增高会有明显的寄生效应，图4（b）展示了本次设计的输出匹配网络。图6在史密斯圆图中描绘该匹配网络在晶体管漏极电流生成平面的阻抗轨迹，从图中可以看出功放基波阻抗值的轨迹依次经过三种连续模式，在0.5 GHz到1.2 GHz上工作在扩展型连续F类模式，在≈1.7 GHz处正好工作在连续逆F类模式，在≈2.55 GHz处正好工作在连续F 类模式。由于晶体管自身寄生电容的影响，在2（= 3）处的谐波阻抗为容性可以起到进一步提升效率的作用。

图4 输出匹配网络

图6 电流生成平面上输出匹配的阻抗轨迹

图7（a）展示了仿真与实测的各项性能指标，可以看到该混合连续类功放在0.5 GHz 到3.1 GHz 整个频段上有大于10 W 的饱和功率输出，漏极效率为61.5%～75.3%，同时增益为11.8～14.7 dB。此外在输出功率回退大约3.5 dB的情况下进行了仿真和测试，结果如图7（b）所示，可以得知其在整个频段上有较好的线性性能。

图7 仿真与实测结果

4 结语

通过对扩展型连续F类、连续逆F类和连续F类三种连续模式的有序组合，本文提出了一个宽带的高效率混合连续类功放。采用Wolfspeed公司提供的CGH40010F 功放管对电路进行了仿真设计并进行了实物加工与测试，得到该宽带功放的工作频段为0.5 ～3.1 GHz，跨越了两个倍频程，在整个频段上功放的输出功率高于10 W，漏极效率为61.5%～78.3%，增益平坦且具有良好的线性特性。