无电解电容LED 驱动电源纹波补偿控制策略综述

2022-06-03乔之勇施怡乐王顺利刘知贵

电源学报 2022年3期

乔之勇，施怡乐，张良，王顺利，张楠，刘知贵

（1.西南科技大学信息工程学院，绵阳 621000；2.绵阳职业技术学院信息工程系，绵阳 621000；3.绵阳脉科电子科技有限公司，绵阳 621000）

LED 光源具有高效节能、寿命长、可靠性高、环境友好等众多优点，现已广泛用于室内外照明，且随其光通量和光效的不断提升[1]，正全方位快速地向路灯、广场、机场、体育馆、探照灯等领域拓展[2]。另外，由于青少年学生近视率的不断上升，LED 光源是否健康已成为人们关注的焦点。美国的“能源之星（Energy Star）”[3]、IEEE Std 1789-2015[4]以及中国的《LED 室内照明应用技术要求：GB/T 31831-2015》[5]等技术标准对光源健康指标提出了相当严苛的要求。

为匹配LED 光源寿命，可选用无电解电容开关型AC-DC LED 恒流源进行驱动[6]，但这种驱动电源往往会产生大量的低频和高频纹波，主要包括100 Hz（或120 Hz）的低频二次纹波、高频开关纹波等[7]。其中，低频二次纹波是引起LED 光源低频闪烁的主要原因[8]，根据IEEE Std 1789-2015 的要求，该低频纹波电流峰峰值应小于8%（或10%），按NOEL（no observable effect level）标准要求则应小于3.33%（或4%）。此外，纹波电流还会对LED 的光度和比色性能产生影响，这也是影响人体健康的重要原因之一[9]，各种纹波电流的注入同时还会降低LED光源的光效[10]。

无电解电容AC-DC LED 驱动电源纹波补偿控制旨在减小流经LED 光源的纹波电流，能有效兼顾长寿命和低纹波等性能指标的要求，从而为人们提供高效节能且更加健康的光源。本文在对无电解电容AC-DC LED 驱动电源的关键技术及其纹波补偿控制策略研究现状进行综述的基础上，对大功率驱动电源的低频和高频纹波补偿控制策略进行展望，以期助推绿色健康LED 驱动电源的研究。

1 无电解电容AC-DC LED 驱动电源关键技术

1.1 拓扑结构

开关型AC-DC LED 驱动电源常由整流、滤波、功率因数校正PFC（power factor correction）和功率转换PC（power conversion）等功能电路组成，可分为隔离和非隔离，单级和多级等[11]，其中，隔离型具有变压、多路输出及电气隔离的特点，多级拓扑能更好兼顾长寿命、低纹波、高功率因数和高效率等指标的优化设计，因此，隔离型多级拓扑更适合对高性能大功率LED 光源进行驱动，最常见的是非隔离有源功率因数校正APFC（active PFC）+隔离型PC 二级拓扑[12]。

非隔离APFC可选用Buck、Boost、Buck-Boost等变换器构成，其中，由于Boost 变换器具有拓扑结构简单、固有的电流滤波能力、易于控制和成本低等优点，现已成为中、大功率（400 W～几kW）应用的热门选择[13]，主要针对减小损耗[14]、增加输出电压[15]以及减小输出纹波电压等[16]进行研究。隔离型PC单元则可采用的反激（fly-back）、正激（forward）、半桥HB（half-bridge）和全桥（full-bridge）等拓扑结构，其中，半桥变换器更加适合百瓦级功率等级，尤以LLC 谐振半桥变换器[17]和不对称半桥变换器AHBC（asymmetrical half-bridge converter）[18]最为常见。

AHBC 及其LED 驱动应用如图1 所示。AHBC具有结构简单、易于控制、转换效率高的优势[19]，但存在ZVS（zero voltage switching）范围窄、整流二极管电压应力大且不对称等不足[20]，改进型拓扑主要包括同步整流[21]、倍流输出整流[22]、双变压器输出[23]、不对称二次匝数比[24]和双半桥串联+双整流并联[25]等。

图1 AHBC 及其LED 驱动应用Fig.1 AHBC and its application to LED driver

由于AHBC 主开关承受的电压被嵌位到输入电压，再加上中心抽头变压器的使用[28]，使得该变换器在无电解电容LED 驱动电源设计中的优势非常明显[29]。但在无电解化设计时，由于AHBC 带宽的限制，Boost 输出的低频二次纹波将流经LED 光源，因此需要采用补偿控制以减小该纹波电流[30]。

1.2 数学模型

LED 负载特性为非线性指数函数且受温度影响，不便于控制设计，为此，大量学者对其近似模型进行了研究，主要包括动态电阻模型[31]、DUR（diode，voltage and resistance）串联模型[32]、多分支等效电路模型[33]、泰勒级数展开模型[34]、状态空间平均模型[35]和热电模型[36]等。其中，由理想二极管、电压源和动态电阻构成的DUR 模型，尽管在低于10 mA 的非线性区域很难描述光源的真实特性，但能准确反映截止和导通段的伏安特性，且结构简单，已被成功应用于LED 驱动电源的设计[37]。

开关型DC-DC 变换器常采用平均技术法[38]和离散时间法[39]建立其小信号模型。平均小信号模型能够准确描述变换器的低频动态特性，已成功应用于模拟控制器设计，但对高频动态特性的描述非常不准确[40]，而且，应用于数字控制器设计时，只能采用近似方法对环路延迟等进行补偿[41]。离散时间小信号模型能够精确描述DC-DC 变换器的高频动态特性[39]，但模型中包含大量的矩阵指数，导致计算推导非常复杂[42]，近年来，随着高频数字化的发展趋势，该建模方法越来越受到人们的关注[42]。

对于AC-DC LED 驱动控制系统，其闭环传递函数基于LED 近似模型和DC-DC 变换器的小信号模型，并充分考虑采样、调制、延迟等因素进行建立[43-44]。对于某些特定应用，如纹波补偿控制等，还会建立纹波电流与控制量之间的传递函数[45]。2018年，冷敏瑞等[46]针对峰值电流模式控制的Buck 型LED 驱动电源，采用离散时间建模法建立了系统的改进型三阶离散模型，该模型能有效且准确地描述系统的动态特性。

总之，由于LED 光源和DC-DC 变换器的非线性、时变和离散特性，建立能准确描述变换器动态特性且易于控制器设计的数学模型比较困难，但这又是高性能LED 驱动电源设计的关键所在。

1.3 控制策略

对于DC-DC 变换器而言，电流模式控制能获得很好的闭环性能[47]，主要包括峰值电流控制PCC（peak current control）[48]、平均电流控制ACC（average current control）[49]和电荷平衡控制CBC（charge balance control）[50]3 种策略，其中，平均电流模式控制更有利于动静态性能的提升[51]。针对调制延迟问题，1994 年，P Shanker 等[52]将预测电流策略应用于恒频DC-DC 变换器的模拟控制，使得变换器闭环性能得到较大提升。自从J D Von Wyk 等[53]提出全数字电流模式的设想以来，人们对数字预测电流控制策略进行了大量的研究，研究成果主要包括插值[54]、线性外推[55]和状态观测器[56]等预测方法。其中，状态观测器法采用低速采样得到的状态参数估计下一周期电感电流，具有跟踪速度快、可靠性高且成本低等优势，但状态估计算法的稳定性、收敛速度及精度有待于进一步提升[57]。

对于AC-DC LED 驱动电源，自适应控制不仅能提升其动静态性能指标，而且可以达到改善调光特性[58]、提升转换效率、减小纹波电流[59]的目的。文献[43]针对无电解电容自驱动同步整流AHBC LED驱动电源，采用自适应反馈加前馈的复合控制策略实施控制，在有效改善变换器动态性能指标和提升效率的同时，使得低频二次纹波电流峰峰值减小到4%。

因此，基于状态观测器的自适应数字预测平均电流控制模式更有利于提升LED 驱动电源的闭环特性，可以兼顾动静态特性、低纹波、高效率等性能指标的优化设计，代表了数字控制策略的一个发展方向。

2 无电解电容AC-DC LED 电源纹波补偿控制策略

无电解电容AC-DC LED 电源纹波补偿控制策略主要包括纹波对消电路法RCC（ripple cancellation circuit）[60]、谐波注入法[61]和主动纹波补偿法ARC（active ripple compensation）[37]等。RCC 通过增加纹波对消电路减小纹波，主要包括双向RCC[62]和单向RCC[63]等；谐波注入法主要用于减小LED 脉冲电流源输出脉动电流的峰/均比[64]；ARC 通过改变控制策略实现减小二次纹波电流的目的[65]。

2.1 纹波对消辅助电路法

2.1.1 双向RCC

双向RCC 采用辅助电路缓冲AC-DC LED 驱动电源的瞬时功率差，其输出端与LED 并联，采用小容量薄膜电容Co滤除高频开关纹波电流[62]。图2（a）为王舒等[60]于2011 年提出的反馈控制双向Buck-Boost RCC，其采用2 个小容量薄膜电容滤波，满载和半载输出电流峰峰值为22%和18%，满载转换效率为87.6%。2014 年，杨洋等[66]基于该双向RCC 提出前馈控制方案，使满载和半载输出电流峰峰值降为8%和6%。2017 年，何婕秀等[67]又进一步提出存储电容自适应电压控制方案，在减小二次纹波的同时，有效提升了其转换效率。

2016 年，H Valipour 等[68]从Fly-back APFC 引出第三绕组并级联双向Buck RCC，直流成分通过Flyback 送入LED，交流成分则通过Fly-back 和Buck再流经LED，采用4 个薄膜电容滤波，最高转换效率为84%，PF 值为0.98，二次纹波峰峰值为8%。

该双向RCC 的最大不足在于大约1/3 的总输出功率是由双向RCC 来回传递的，功率损耗较高，使得整个变换器的效率下降比较厉害，而且，双向RCC 设计较为复杂且成本偏高[69]。

2.1.2 单向RCC

为进一步降低损耗，2013 年，彭方教授[63]提出辅助绕组单向RCC，如图2（b）所示，RCC 与PC 级输出端串联，产生与二次纹波幅值相同、方向相反的交流电压，有效减小了流经LED 的二次纹波电流。2015 年，邱雅杰等[70]提出浮地电容单向RCC，满载转换效率达到92.2%，二次纹波电流峰峰值为1.2%。同年，邱雅杰等[71]提出了反馈纹波控制单向RCC，使满载效率达到92.5%，二次纹波峰峰值为2.7%。D Camponogara 等[72]提出的反馈加前馈控制的单向RCC，使得电源在保持高转换效率和功率因数的同时，有效降低了二次纹波峰峰值。

图2 纹波对消辅助电路Fig.2 Ripple cancellation auxiliary circuit

近几年，彭方团队对单向RCC 做了大量的研究，2015 年，提出单向小功率Buck RCC[73]，应用于单级Fly-back 时，二次纹波电流峰峰值降为0.2%，应用于Buck-Boost 时，峰峰值为5.5%。2017 年，提出一次侧控制单向RCC[74]，二次纹波峰峰值为3.32%，满载效率为85.5%，但该拓扑使用了100 μF 的电解电容。2018 年，提出瞬时能量控制单向RCC[75]，由Buck 和薄膜电容Csto进行能量平衡，实现了无电解电容无闪烁设计，效率得到进一步提升，但当输入能量较小时，Csto难以维持能量平衡。2019 年，提出多路复用控制单向RCC[76]，PF 值达0.98，二次纹波电流峰峰值为5.3%。同年，单振宇等[77]在单向RCC上增加有源整流器，其具有工作电压低、成本小且电路设计简单的优势。

除典型RCC 外，汪飞等[78]于2017 年提出了集成反激式三端口变换器TPC（three-port converter）的概念，H Dong 等[79]于2018 年提出了“一级半”正激反激变换器，使得在采用薄膜电容的情况下，有效地降低二次纹波电流，并获得了较高的转换效率。

RCC 的引入能有效减小流经LED 二次纹波电流，其不足之处在于降低了驱动电源的效率，增加了硬件成本，且设计难度较大。相较于双向RCC，单向RCC 能在一定程度上提升效率，且二次纹波电流显著减小，因此，近几年来，学者们对单向RCC的研究比较多，也提出了多种改进方案，但有些方案还是用到了电解电容。

2.2 谐波注入法

谐波注入法由顾琳琳等[61]于2009 年提出，他们针对两级LED 驱动电源的Boost APFC，分别采用提高线纹波电压和三次谐波注入法以减小储能电容，使得PF 值为0.9 时，电容容量降至65.6%，脉动电流峰/均比为2。2010 年，王贝贝等[80]针对Flyback APFC 构成的LED 脉冲电流源，采用三次和五次谐波注入法实现了无电解电容控制，使得在功率因数为0.9 时，输出脉动电流的峰/均比理论上可降低到1.34。2011 年，阮新波等[81]深入分析了峰/均比与注入谐波之间的关系，对3 次和5 次谐波注入法进行了优化设计，使得PF 值高于0.9 时，峰/均比降低至1.38。

但谐波注入法的最大不足在于其输出电流含有大量的二次纹波[82]，2015 年，A Shagerdmootaab 等[83]针对谐波注入法分析了滤波电容与频闪之间的关系：电容容量越小，频闪越厉害。因此，必须在满足“能源之星” 等对频闪最低要求的前提下选取滤波电容。

2.3 主动纹波补偿控制策略

主动纹波补偿ARC（active ripple compensation）通过改进控制策略达到减小二次纹波电流的目的，2012 年，M Arias 等[84]结合反馈和前馈策略对无电解电容Boost-AHBC LED 驱动电源实施控制，慢速反馈用于控制平均电流，快速前馈使二次纹波电流峰峰值由40%降低至10%左右，整机效率高达91.6%；2015 年，该团队针对模拟控制远离操作点时控制效果不佳的问题，提出了自适应数字前馈补偿控制策略，使调光电源在大范围内输出平均电流时，都能有效减小400 Hz 以下的二次纹波电流[44]。

2014 年，E Mujjalinvimut 等[30]针对AHBC LED提出自适应反馈增益补偿控制，如图3（a）所示，在有效减小低频二次纹波的基础上，使其动态指标得到较大的改善。2016 年，该团队[43]针对无电解电容自驱动同步整流AHBC LED 驱动电源，采用自适应反馈加前馈策略实施控制，当输出电流由5 A 跃变为1 A 时，调节时间缩短了90%，超调量下降至2.4%，5 A 输出时，低频二次纹波电流峰峰值减小到4%，整体效率为92.2%。

2017 年，G M Soares 等[65]采用平均电流误差和二次纹波电流误差同时对占空比进行调制，使得二次纹波电流峰峰值降低36%，电容容量减小46.3%，但输入电流发生了畸变；2018 年，该团队将该ARC用于单级Fly-back LED 驱动电源，如图3（b）所示，使得二次电流纹波峰峰值为10%时，满载效率为90.1%，电容容量则减小了24.2%，但仍然用到了470 μF 的电解电容进行滤波[85]。

图3 ARC 控制策略Fig.3 ARC control strategy

2019 年，M F Menke 等[37]针对半桥LLC LED可调光驱动电源采用ARC 策略，考虑LED 负载特性，通过描述函数法建立了系统的闭环小信号模型，并提出了全数字控制的积分准谐振IQR（integration quasi-resonant）补偿器，相比于比例积分控制，其闪频百分比Mod%远低于IEEE Std 1978-2015 的设计要求。

ARC 控制策略能更好地兼顾效率提升、小型化和低成本设计，具有较好的发展趋势，但由于该技术受模型精度和控制策略的影响，其低频电流纹波补偿效果并不理想，有的还用到了电解电容，具有较大的研究空间。

3 大功率无电解电容AC-DC LED驱动电源关键技术及纹波补偿控制展望

典型纹波补偿控制策略性能比较如表1 所示。由表1 可以看出，采用自适应反馈加前馈控制的单向RCC 和ARC，能较好兼顾低频纹波补偿、动态性能改善和可靠性提升等指标设计。但自适应算法需要大量的学习经验，在没有进入全域数字化控制之前，难以广泛应用于实际。另外，RCC 及ARC 的复杂度较高，在实际应用中很难推广，而且从目前的研究成果来看，其主要应用于100 W 以下的中小功率驱动电源。在此，对大功率无电解电容AC-DC LED 驱动电源纹波补偿控制等进行展望。

表1 典型纹波控制策略性能比较Tab.1 Comparison of performance among typical ripple control strategies

3.1 合理化技术指标要求

针对大功率LED 光源，“能源之星（Energy Star）”要求：光输出频率不低于120 Hz、寿命不小于35 000 h（L70/6K）、功率因数不小于0.7 等。而对调整时间、超调量、静态误差（常取2.5%～5.0%）、转换效率（92%）、调光级差（5%）等并未提出过高要求，因此，在实际设计过程中可以合理降低次要指标要求，而侧重于寿命、可靠性和低频纹波等性能提升，进而降低设计难度和成本。

3.2 拓扑结构及数学模型

百瓦级大功率LED 驱动电源以多级拓扑为主，其中，无电解电容Boost-AHBC 两级拓扑具有结构简单、易于控制和转换效率高等优势，但由于带宽受限，低频纹波补偿成为难点之一。对于该拓扑，由于离散时间建模的计算量过大，很难得到精确的传递函数符号参数表达式，因而，研究重点应放在平均小信号的离散化，须充分考虑寄生参数、高频混叠以及采样、调制和控制延迟等因素，建立适合高频数字化控制的更加精确的离散模型。

3.3 自适应数字电流预测控制

驱动电源的全数字化具有诸多的优点，无疑已成为一个重要的发展方向，但控制性能受限于高速采样、调制延迟、模型精度等因素。自适应数字预测电流模式控制有利于提升变换器的闭环性能，研究的重点主要包括电流预测和控制算法等。状态观测器法进行电流预测是一个较好的选择，其收敛性、快速性和预测精度值得深入研究。自适应PID 有利于提升变换器的动静态性能和鲁棒性，但由于传递函数随工作点变化，进而需要大量的学习才能完成新工作点的参数整定，为此，可以选择适当的调光梯度，采用查表法快速获取新工作点的传递函数，并选取模糊自适应算法优化调整PID 参数。该方法需要大量的离线学习，但在运行过程中能有效减小计算量，更利于工程实现。

3.4 ARC 控制策略

ARC 纹波补偿效果受限于控制策略、纹波传递函数和采样精度等，尤其要在整个调光范围内达到较好的补偿效果更是不易。ARC 设计的关键在于能量平衡，研究现状表明，自适应反馈加前馈控制的ARC 能在宽输出范围内有效减小低频纹波分量，但其实现难度较大，不便于实际应用。为此，提出半周期能量平衡ARC 控制策略，该策略在基准占空比上自适应增加一个随周期性低频纹波反向变化的Δd对脉动能量进行平衡，自适应低频纹波估计和补偿参数调整可基于前述的自适应控制思路实现。

3.5 减小高频开关纹波的能量同步传输控制

对于APFC，滤波电容两端的大幅值高频开关纹波电压会引起等效串联电阻ESR（equivalent series resistance）发热，从而使其可靠性降低、寿命缩短、效率下降。为此提出能量同步传输控制策略，使APFC 滤波电容两端的大幅值高频脉动能量能同步传递到后级DC-DC，再经降压后传递到后级输出滤波电容。为保证两级变换器的PFC 和PC 功能，该策略不可能实现完全的能量同步传输，但能在一定程度上减小APFC 输出滤波电容的高频脉动能量，进而延长其使用寿命。