赵博 王珊珊 许嘉沄

摘 要：直流应急电源接入冲击性负载会对其输入、输出造成影响，现提出一种基于大电容补偿和硬件限流的直流应急电源冲击性负载补偿策略，并通过时域和频域分析，研究了大电容补偿的设计方法。实验结果表明，该方法既能够抑制冲击电流，又能够减小输出电压的跌落，保障负载的安全稳定运行，且具有实现简单、易于工程化应用的优点。

关键词：直流应急电源;冲击性负载;电容补偿;限流

中图分类号：TM761    文献标志码：A    文章编号：1671-0797（2022）08-0021-04

DOI：10.19514/j.cnki.cn32-1628/tm.2022.08.007

0    引言

现代舰船中使用了大量的电子设备，这大大提高了舰艇的作战能力，但也对舰船供电系统提出了更高的要求[1-2]。其中部分关键设备使用直流应急电源供电，因此直流应急电源供电的稳定性可靠与否直接影响到舰船的战斗力。目前直流应急电源供电主要存在如下问题[3-6]：

（1）直流应急电源负载多属于动态特性差别较大的负载，当负载中有冲击电流时，直流应急电源电压会出现凹陷现象，从而影响到直流负载或电力电子变换装置的稳定运行。因此，对直流应急电源稳定控制的时间常数要求极高，动态响应速度要求严格，系统存在较强的刚性非线性问题。

（2）直流应急电源中部分应急供电负载启动时，启动电流远大于额定电流，且持续时间较长，导致其需要的瞬时输入功率急剧增大。为保证负载的正常启动，直流应急电源的容量、保护器件选型、线路布置应与瞬时启动功率相匹配，否则容易造成直流应急电源保护装置误动作，严重情况下甚至会损坏电源装置。

（3）直流应急电源由电力电子半导体开关构成，电力电子元件过载能力小，如IGBT的过流倍数仅为额定电流的2倍左右;同时保护装置的极限通断能力有限，因此直流应急电源必须限制冲击电流。

对于冲击性负载，传统的直流应急电源通常采用基于硬件限流的控制方法[7]，如果限流值设置过低，不仅会造成直流应急电源的输出电压瞬间跌落过大，而且还会对直流应急电源的器件选型以及直流输入的配电保护开关选型等造成影响。

为满足直流应急电源冲击负载要求，本文提出了一种基于大电容补偿和硬件限流的直流应急电源冲击性负载补偿策略。首先根据冲击性负载冲击功率确定电容器的容量设计，然后通过大电容补偿及限流技术将输出电压控制在负载的合理工作范围之内，最后通过实验验证了该补偿策略的可行性和有效性。

1    冲击性负载补偿方案

直流应急电源采用ZVS方式移相全桥变换器作为变流装置主电路拓扑，如图1所示。ZVS方式移相全桥变换器充分利用主电路的寄生参数，如开关器件的寄生电容和变压器漏感、线路电感等来实现变换器两个桥臂开关管的零电压开关。此方式开关损耗小，容易实现高频化，且控制简单，频率、脉宽恒定，只需控制移相角，无须额外的缓冲电路。

直流应急电源的负载都可以简化为图2所示的等效电路图，直流应急电源负载的稳态特性取决于稳态负载的特性，其启动特性由前端RC决定。负载启动时，电容C处于短路狀态，冲击电流的大小由电阻R的大小决定，随后直流应急电源通过电阻R给电容C充电，冲击电流的持续时间由RC共同决定，其启动冲击电流波形如图3所示。

硬件滞环限流速度快、可靠性高，是一种重要的限流手段，但硬件滞环限流可能造成输出电压瞬间跌落较大，影响直流应急负载的正常工作。基于大电容补偿的冲击性负载补偿方案如图4所示，该方案既能满足稳态负载时的电压要求，又能响应冲击性负载时的电压要求。同时为限制输入和输出侧的冲击性电流，可以将大电容补偿方案和硬件滞环限流结合起来，以减小对直流应急电源容量和保护的影响。

2    大电容补偿设计方法

在DC/DC变换器两端并联大电容，此时滤波电容与大电容相比较小，可以忽略，当电路稳定时，大电容两端电压即为输出电压。当阻容性负载启动瞬间，滤波电感电流无法突变，大电容为负载供电，而此时大电容两端电压可近似为：

UC=U0e             （1）

可见当电容足够大时，大电容两端电压下降不大。此时大电容输出电流为：

i=C=-e    （2）

根据公式（1）和（2），为了稳定输出电压以及补偿冲击电流，大电容的取值越大，电压的变化量越小，输出电流越大。

但由于DC/DC变换器的稳定性问题，电容的取值范围受变换器稳定性影响，并联过大的电容将导致变换器输出电压产生振荡。

根据ZVS移相全桥小信号模型[8]，可知经过控制器补偿后系统的开环传递函数为：

Gop（s）=Gc（s）·Gvd（s）

=kp+·  （3）

当采用基于大电容补偿及限流技术的补偿策略时，由于在输出端口并联了大电容，此时系统的传递函数发生改变，系统传递函数的零极点将发生变化，因此系统整体稳定性和动态响应都将发生改变，原先基于未并联大电容时的系统设计的控制器不一定能对并联大电容的系统进行补偿，为此需要确定系统所能并联的电容容值的取值范围。设计电容容值的具体步骤如下：

2.1    并联电容的取值范围

并联大电容后的开环传递函数为：

Gop（s）=Gc（s）·Gvd（s）

=kp+· （4）

kC为并联大电容后的整体等效电容，这时将k定为变量，可以画出闭环系统特征方程的根轨迹，即可确定系统稳定时的k值取值范围。根据式（5）即可求出系统所能并联的电容取值范围。

k=      （5）

2.2    满足系统动态响应及稳定裕度的电容值

通过系统随并联电容大小变化的根轨迹可得电容的最大取值，这时为了确定满足系统动态性能及稳定裕度的具体并联电容取值，可以通过画出具体电容取值的闭环系统的阶跃响应和开关传递函数Bode图。按照系统所需满足的动态性能要求及稳定裕度要求[9]，选择合适的电容取值，一般系统的相位裕度取30°～60°。对直流应急电源进行时域、频域分析，如图5所示。

由图5可知，随着并联的大电容变大，变换器系统的动态响应将变差，阶跃响应的超调量增大，上升时间变长，调整时间增加。可见并联的大电容并不是越大越好。

根据图6可知，当大电容增大时，系统的相角裕度不断减小。C=1.5 F时，系统的相角裕度为30°，无法满足系统稳定性要求。綜合考虑动态要求以及系统稳定性要求，取大电容为0.5 F。

3    实验验证

根据上述冲击性负载补偿策略，搭建移相全桥电路，并针对该补偿策略进行半实物仿真验证，移相全桥电路拓扑如图1所示，其中直流应急电源额定功率为4 kW，输入电压为DC176～264 V，输出电压为DC24 V，开关频率为50 kHz，谐振电感Lr为4 μH，隔直电容Cp为4.5 μF，变压器变比为4.5：1：1，输出滤波电感为10 μH，滤波电容为60 000 μF。

半实物仿真中控制器带有硬件限流，负载为450 A冲击性RC负载，分别针对不加大电容补偿和加大电容补偿两种模式进行验证。实验波形分别如图7和图8所示。

从上面实验对比波形可以看出，直流应急电源带450 A冲击性负载启动，在不增加大电容补偿时，输出电压瞬间跌落至20 V左右，输入侧有2 ms的持续充电电流，峰值为50 A左右，输出也会有2 ms的持续电流，但瞬间放电电流会达到200 A左右;并联大电容后，在负载启动瞬间，输出电压瞬间跌落至23.8 V左右，输入侧有10 ms的持续充电电流，峰值为50 A左右，输出也会有10 ms的持续电流，但瞬间放电电流也会达到200 A左右。因此，并联大电容可以减小输出电压的跌落，但直流应急电源输入、输出仍然有冲击电流，对直流应急电源的容量设计和保护带来不利影响，需要通过增加限流来限制直流应急电源输入侧和输出侧的冲击电流。

图9为采用所提补偿策略时接入冲击性负载波形。由图可知，采用基于大电容补偿和硬件限流的直流应急电源冲击性负载补偿策略，不仅输入、输出冲击电流得到了有效的限制，而且对输出电压的影响几乎可以忽略，完全能够满足关键负载的用电需求。

4    结语

本文提出了一种基于大电容补偿和硬件限流的直流应急电源冲击性负载补偿策略，该补偿策略可以抑制直流应急电源输入、输出的冲击电流，无须额外增加电路，同时能降低直流应急电源和配电保护装置的容量，因此基于大电容输出及限流技术的补偿策略具有较好的补偿效果和工程应用价值。

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收稿日期：2022-02-14

作者简介：赵博（1977—），男，吉林长春人，工程师，研究方向：船舶机电。