冯 昊

（国家知识产权局专利局专利审查协作北京中心，北京 100071）

1 前言

Boost 变换器，是电力电子领域中一种具有特定结构的升压电路。传统的Boost 电路的电路拓扑比较简单，且其存在能够升压、工作性能稳定的优点，因此其经常被使用在功率因数校正电路中。然而，单相PFC 由于存在不能承受开关器件过高的瞬间电压应力和电流应力的缺点，已不能满足功率等级的增加的需求，且单相Boost 电路存在严重的电磁干扰（EMI）的问题[1-3]。解决这一问题的常见做法是，变换器常需要并联。但这又带来了其他问题，当电路具有较大的输入电流时，并联Boost 功率因数校正电路的支路电流是输入电流的几分之一。在这种情况下，交错并联电路由于具有输入电流纹波小、开关损耗低，并能够提高变流器的转换效率的优点，而被广泛运用。

Boost 电路中的二极管会存在反向恢复的问题，而有些Boost 电路中存在耦合电感，可解决这一问题[4-7]。而若在单相PFC 电路中采用具有耦合电感的拓扑，其具有连续的输入电流，传统的电流断续模式的功率因数校正电路，输入电流断续，这样就使得在设计输入滤波器时要简单很多[8-10]。此外，具有耦合电感的Boost 电路还具有另一优点，即可大大降低反向恢复损耗，从而降低电磁干扰损耗。

由此可得，该交错并联单相PFC 电路中的控制电路，也可通过相应的改进传统单相整流电路的功率因数变换器的控制电路得到[11]。

功率因数校正电路的不断发展，新型的功率因数校正电路被不断提出，例如倍压功率因数校正电路、无桥功率因数校正电路、交错并联Boost PFC 电路等[12-14]。而交错并联Boost PFC系统能减小系统的输入电流纹波，而且还具备传统的并联系统的所有优点，同时还能够降低电路中开关管的电流应力。

目前现有的功率因数校正电路的电路，常见的控制方法有：均流控制、单周期控制、峰值电流控制等。均流控制由于其具备更优秀的动态以及静态特性，因此本文采用均流控制方法。

2 交错并联单相PFC 电路和实现

本文的电路拓扑描述如下：直流输入电源Vin，电源的正输入端连接并联的两条支路，分为第一支路和第二支路，第一支路包括耦合电感L1、可控开关管S1以及可控开关管S2，第二支路包括电感L2、可控开关管S3 以及可控开关管S4；其中电感L1 和电感L2 为耦合电感，耦合电感L1 的一端连接耦合电感L2 的一端，耦合电感L1 的另一端连接可控开关管S1 的漏极，可控开关管S1 的源极连接直流输入电源Vin 的负输入端，可控开关管S1 的漏极还连接可控开关管S2 的源极，可控开关管S2 的漏极为第一支路的输出端；耦合电感L2 的一端为第二支路的输入单，耦合电感L2 的另一端连接可控开关管S3 的漏极，可控开关管S3 的另一端连接直流输入电源Vin 的负输入端，可控开关管S3 的漏极同时连接可控开关管S4 的源极，可控开关管S4的源极为第二支路的输出端。耦合电感L1 和耦合电感L2 的连接端连接直流输入电源Vin 的正输入端，第一支路以及第二支路的输出端连接在一起，共同连接输出电容Co 的第一端，输出电容Co 的第二端连接直流输入电源Vin 的负输入端，负载电阻RL 与输出电容Co并联，也即，负载电阻RL 的一端连接第一支路与第二支路的输出端，负载电阻RL 的另一端连接直流输入电源Vin 的负输入端，负载电阻RL 的两端为输出电压。可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3 以及可控开关管S4 可以为MOSFET 功率管。可选的可控开关管S1、可控开关管S2、可控开关管S3 以及可控开关管S4 可以包括两端反并联二极管的MOSFET 功率管，还可以包括两端反并联二极管以及电容的MOSFET 功率管。在本领域中，Boost 功率因数变换电路拓扑是为大家所熟知的。直流输入电源E，其正输入端连接可控开关管V 的集电极，可控开关管V 的发射极连接二极管VD 的阴极，二极管VD 的阳极连接直流输入电源E的负输入端，电感L 的一端连接可控开关管V 的发射极与二极管VD 阴极的连接点，电感L 的另一端连接电阻R的一端，电阻R的另一端连接输出支流电源的一端，输出直流电源的另一端连接输入直流电源的负输入端以及二极管VD 的阳极。可控开关管的选择有很多，比如本领域所熟知的IGBT、MOSFET 等。电阻R 的两端即为输出电压。

因此，对比本文的电路拓扑和本领域熟知的Boost电路可知，本文的电路拓扑可以看成两条Boost 电路耦合在一起，且本文是全控性的两条Boost 电路，因为本文的电路拓扑中采用可控开关管替代了传统Boost 电路中的二极管VD，更好地实现了交错并联的功能。本文的电路拓扑包括绕向相同的耦合电感L1 和L2，耦合电感L1 和L2 可等效为3 个非耦合电感，其电路等效方式为：耦合电感L1、L2 可等效为电感La、Lb、Lc，电感La 的一端为第一输入端，电感La 的另一端连接电感Lb以及电感Lc 的连接点，电感Lc 的另一端为第二输入端和第二输出端，电感Lb 的另一端为第一输出端。

传统的Boost 电路工作原理如下：电路刚启动时，电感电流为零，随着工作过程的进行，电感电流开始逐渐增长，而与此同时，通过二极管VD 的电流下降，这样就实现了可控开关管V 的零电流导通和二极管VD的零电流反向恢复损耗。而本文所介绍的交错并联功率因数校正电路的控制和传统的单相功率因数校正电路的控制过程实质上是相同的，最终实现的控制目标是它的输入电流最大限度地跟随输入电压，而实现电路的功率因数最大限度地逼近1。

本文中电路拓扑的控制过程与传统的单相Boost 功率因数校正电路的控制过程相同，通过再次分配传统单相Boost 功率因数变换电路的控制信号，使得可控开关管S1 和可控开关管S2 实现交错导通，而其他外围电路与传统的单相Boost 功率因数变换电路没有过多的区别，这样便不需要额外设计单独的脉宽调制的控制芯片，而只需再增加一个脉宽调制分配电路。

3 控制电路

本文采用的控制芯片是UC3854，而本文的开关管控制频率是传统的脉宽调制开关频率的一半。本文的控制模块描述如下：目标输出电压Uref 作为输入电压，进入PI 控制模块，接下来与电感L1 的目标电流IL1ref做差，其做差的结果进入PI 控制模块，再进行G(s)变换，输出一第一输出电压；目标输出电压Uref 作为输入电压进入PI 控制模块的结果，同时与电感L2 的目标电流IL2ref 做差，做差结果进入PI 控制模块，在进行G(s)变换，输出另一第二输出电压。第一输出电压和第二输出电压相加，共同进行另一G(s)变换，输出的电压即为输出电压UDC。同时控制过程还包括负反馈过程，即输出电压UDC 返回目标输出电压Uref，进行负反馈；上述第一输出电压返回目标输出电压Uref 作为输入电压进入PI 控制模块的结果，进行负反馈，上述第二输出电压返回目标输出电压Uref 作为输入电压进入PI 控制模块的结果进行负反馈。作为本文的耦合电感L1 和耦合电感L2 是工作在断续导通模式下，即其电感电流是断续的，这样也变不需要考虑耦合电感L1和耦合电感L2 之间的均流问题，这样只需要在传统单相Boost 电路的控制电路即可完成控制。

为使交错并联Boost PFC电路并联两模块实现均流，考虑只有两模块并联，所以设计占空比补偿控制环时，只需在其中一条支路中加入占空比补偿控制环，当这一支路电感电流通过均流占空比补偿后达到总电流的一半时，另一支路的电流必定也为总电流的一半，达到了两条支路均流的目的。

根据之前对导致两条电路不均流的原因的分析，交错并联的控制过程中，由于可控开关管的导通延迟产生很小的输入电压增量，致使电感的电流与其给定值之间有一定的差距，即不能很好地实现跟踪的效果，因此两条并联的支路的电流之间将形成电流偏差。所以，分析两条并联支路，电感L2 支路为产生这一现象的源头支路，在这一支路的控制电流环中加入占空比补偿环节，就可以实现控制目标中所需要达到的占空比补偿，其所到平均电流控制的电流内环输出的控制占空比中，使电感L2 支路的实现为电路中总电流的一半大小，那么电感电流iL1 也为总电流的一半大小，就可以实现两条并联的Boost 支路的均流。

根据电感L2 的支路电流给定值1/2(iLref)与电感L2支路的电感实际电流的差值，根据该差值与电感L2 支路的电流给定值1/2(iLref)的比例得到电感L2 支路的电流偏差程度。

交错并联Boost PFC 变换器的直流输入电压为Vin，其输入电压的形式是整流桥输出电压的正弦半波，该输入电压的大小介于0 到vpk 之间，其中vpk 代表的是峰值电压。我们在控制过程中发现，输入电压Vin 约等于0 时，能实现控制占空比最大的效果，而输入电压Vin 在峰值附近时，能实现控制占空比最小的效果。因此，本文采用的占空比补偿控制方式，能实现两条支路中用于补偿的并且能够实现均流效果的均流占空比，其最大值也能成为控制占空比的最大值。

4 实验结果

本文的模拟由MATLAB 软件实现，本文的控制电路为控制芯片UC3854，主要的元件选择为：二极管VD 是软恢复二极管，可控开关管S1 采用的是英飞凌公司生产的CMT57UA40 开关，输入电压为市电，经过Boost 电路升压后，输出电压可达到350V，可控开关管S1 的工作频率为18kHz，电路的输出功率为2kW，其他三个可控开关管S2、S3、S4 也可选用同样类型的可控开关，也即可同样采用英飞凌公司生产的CMT57UA40 开关。耦合电感L1 与电感L2 的感量相同，都是0.7mH，输出电容Co 容量为950μF，耦合电感L1 与电感L2 的耦合系数为0.95。续流二极管的电压和电流的实验波形可达到完全连续。续流二极管实现了零电压关断，续流二极管的反向恢复电流为零，这样，便能够减小由于二极管反向恢复电流而导致的能量损耗，降低电磁

干扰损耗。同时，可控开关管S1 的电压波形以及电流波形也相较于传统的Boost 电路的电压波形以及电流波形有较大的改善。本文的输出电压波形可以更大程度地实现跟随电流波形，从而实现功率因数的极大提高，同时损耗也能降低。同时，本文中的交错并联电路实现了电压与电流的交错，大大降低了开通损耗，并且减小了电磁损耗。

5 结论

本文介绍了一种交错并联的单相升压功率因数校正电路，这样的电路拓扑能够大大提高电路效率，降低电磁损耗，并且由于具有耦合电感，还可进一步实现升压电路的二极管零反向恢复损耗。且该电路控制简单，可采用与传统单相电路相同的控制方法，采用传统的控制芯片即可，加以简单的分配电路即可实现，控制电路采用控制芯片UC3854，实现了交错并联的Boost 电路的PFC。与断续电流模式的单相功率因数变换电路相比，本文所采用的电路的输入电流连续，且可实现电路中二极管的反向恢复损耗为零。