王一鸣，许颇，李翔，李雪庸

（锦浪科技股份有限公司，浙江宁波，315712）

0 引言

自20 世纪半导体问世以来，现代电力电子技术正以令人瞩目的速度发展，开关电源技术也在随之不断革新。其中，反激式开关电源因其结构简单、成本低廉，具有很大的市场前景[1]。本文所设计的反激式开关电源，属于多路输出电源系统，当负载变化时，辅路输出电压只能靠变压器匝数比进行分配，而不能得到精确的反馈控制[2]。对此，本文采用增加拓扑电路的办法来优化交叉调整率。

1 UC2844 内部结构及引脚功能

UC2844 是一款高频开关电源控制芯片，在低压输出领域得到广泛的应用[3]。其内部结构如图1 所示，内部电路包括欠压锁定（UVLO）、调整误差放大器输入端精度的基准电压模块、锁存逻辑电路及用于实现限流控制的脉宽调制（PWM）比较器等。

图1 UC2844 内部结构

COMP 引脚既可以产生电流，又可以吸收电流，误差放大器内部是限流的，因此可以通过使COMP 接地来获取零占空比；VFB 引脚用于误差放大器的反向输入，进而控制电源变换器电压反馈电路的稳定性；芯片的电流检测输入端连接PWM 比较器，在设计电路时，将ISENSE 引脚连接到MOSFET 的源极采样电阻，PWM就可根据这个信号判断是否关断输出开关，终止信号输出，同时，可使用该引脚运行具有电压模式控制配置的设备或添加谐波补偿；RT/CT 引脚是振荡器的定时引脚，当工作频率一定时，可通过在VREF 和RT/CT 之间串联一个电阻来设置时序电容的充电电流，将RT/CT 通过时序电容接地来设置频率；GROUND 是信号和功率反馈地，在设计电路时，应注意将其与大电流驱动路径区分开，从而避免信号受到干扰；OUTPUT 作为芯片的输出引脚，可以直接驱动MOSFET，为了防止对电源和地的高阻抗产生过冲，应该在输出管脚上加一个肖特基二极管[4]；VCC 是UC2844 输入引脚，正常工作时，通过限流电阻使VCC 通电。

2 反激式开关电源系统分析

本文所述开关电源的总体设计框图如图2 所示。电路主要由反激变换器、PWM 控制电路、电压反馈电路及Buck电路组成。

图2 反激变换器总体框图

首先给芯片VCC 供电，当芯片有输出后，辅助绕组工作，随后辅助绕组给芯片供电，MOS 管导通，输出二极管反向截止，输出电容给负载供电。此时的变压器相当于一个纯电感，流过主绕组的电流线性上升并达到峰值。当MOS管关断时，所有绕组电压反向，输出二极管进入导通状态，同时初级绕组储存的能量传送至次级，给负载和输出电容供电。主输出绕组连接至电压反馈电路，通过PC817 连接至UC2844 的COMP 端，以此来不断调节OUTPUT 的输出占空比。除主输出外，各绕组的变压器输出端接至Buck 电路，以获取精确目标输出电压值。

3 单元电路设计

■3.1 反激变换器

本电源的反激变换器部分如图3 所示。反激变换器由变压器、MOSFET 及输出整流滤波电路组成。其中，MOSFET在变换器中充当开关管的作用，受芯片输出PWM 控制。MOSFET 不断的闭合与导通，从而在变压器两端产生高频方波信号，再将该方波信号通过磁场感应的方式传递给副绕组，最后通过整流滤波电路输出。

图3 反激变换器电路

以-12V 输出为例，在MOSFET 闭合阶段，变压器的主绕组得到输入电压，电流和磁场不断增加，储存能量。因为此时副绕组侧二极管D12受到反向电压，不能导通，由电容C12、C9向负载提供能量。其中，C12用于滤低频波，C9用于滤高频波。在MOSFET 断开阶段，主绕组中电流为0，因为磁场下降而在副绕组中感应到正向电压，D12导通，给电容蓄能。

■3.2 PWM 控制电路

PWM 控制由芯片及其外围电路实现，如图4 所示。VCC 由辅助绕组提供电压，进而给芯片供电。COMP用于接收反馈电路传来的信号，来控制芯片调节输出占空比。RT/CT 通过R20与C30产生晶振，其中，振荡幅值通过VREF 产生。

图4 PWM 控制电路

ISENSE 用作芯片的电流保护，为了输入有效的信号，使用R21和C29构成一阶滤波电路，减少信号中的毛刺，并使用R18作为斜坡补偿。R23为0.39Ω采样电阻，流过MOS 管的源极电流，当其两端电压超过1V时，将触发ISENSE 引脚进入电流保护机制。

■3.3 电压反馈电路

电压反馈电路由可调稳压器TL431 及光电耦合器PC817 组成，如图5 所示。TL431 内部基准电压为2.5V，通过合理选定R25、R26及R31的阻值，可使R31两端电压分到12V 输出电压中的2.5V。因此，当变压器主输出减小时，R31两端电压也将小于2.5V，进而TL431 稳压值减小，导致PC817 中二极管电流增加，光增强，PC817 中三极管电流随之变大，此反馈信号通过COMP 输送至芯片，芯片即增加占空比，从而增大输出电压。

图5 电压反馈电路

■3.4 RCD 钳位电路

R3、C3及D7、D8构成RCD 钳位电路，如图6 所示。因为变压器存在漏感，在MOS 管关断时，会产生很大的尖峰电压，RCD 钳位电路即保护MOS 管DS 两端不因电压应力过高而被击穿。

图6 RCD 钳位电路

在MOS 管导通时，能量储存在励磁电感与漏感中，在MOS 管关断时，漏感中的能量无法传递到副边，此时能量通过D7、D8转移至C3中，R3则用来吸收C3中的能量。需要注意的是，C3和R3的取值如果过小，则钳位电压下降很快，从而消耗变压器能量，降低反激变换器的效率；若C3和R3的取值过大，则电压峰值小于副边反射电压，R3变为死负载，从而消耗变压器能量。在本电路中，选取R3为100k，C3 为2.2nF。

■3.5 Buck 电路

Buck 电路由电压调节器及其周边电路组成，如图7 所示。以5V 输出为例，变压器输出电压为12V 左右，由于无法保证能量均衡分配，接入Buck 电路来得到稳定的5V 输出电压。

图7 5V 输出Buck 电路

5V 输出采用LM2596-ADJ 芯片，该芯片最高可输入45V 电压。如图8 所示，当输入大于5V 时，芯片内部的误差放大器将输入电压与基准电压Vref的差值放大，输入比较器与锯齿波进行比较[5]，相当于减小占空比，从而达到输出电压为5V 的动态平衡。

图8 LM2596稳压原理示意图

该芯片为可调芯片，需要自己调节R15、R17的值，当输出的电压为5V 时，电阻值可由下式得到：

其中Vref= 1.23V。

4 电路测试结果与分析

设计输入直流电压范围为200V～1000V，其中5V 输出、15V 输出、20V 输出及-12V 输出分别始终带载8.3Ω、215Ω、80Ω、70Ω，以保持3W、1W、5W 及2W 的输出功率，12V 主输出的输出功率实现从空载到91W 之间切换。为了验证电源工作可靠性，记录各路输出及MOS 管DS 极间电压波形来观察开关电源工作情况。

表1 为不同输出功率下的各路变压器输出及Buck 电路输出值。可以看出，随着负载的增加，变压器输出会随之增大，此时，主路输出12V 会在误差范围内稍有降低，如图9、图10，但只要在Buck 电路的芯片承受范围内，最终都可以稳定在目标输出值。

表1 不同负载下的各路输出电压值

图9 重载下的主路输出电压值

图10 重载下的变压器各路输出电压值

同时，我们记录MOS 管两端DS 间电压，来观察占空比调节情况，如图11 所示。

图11 不同输入电压及带载情况下的MOS 管两端电压波形对比

可以看到MOS 管工作占空比随着负载的增加而增大，同时，漏感电压及反射电压有所增加，但在同一负载下，漏感电压与反射电压并不随输入电压的变化而产生显著变化。记录数据如表2 所示。

表2 51W下不同输入电压时的MOS管情况

5 结语

本文设计了一款基于UC2844 的反激式开关电源，介绍了芯片及整个电路的工作原理与参数选择及计算方法。该系统以UC2844 作为PWM 控制器，搭配PC817 光电耦合器、TL431稳压源构成的电压反馈电路，可以实现预期指标要求，并通过实验验证了该开关电源具有该开关电源具有效率高、稳压范围宽、功耗小等优点。