石振刚，吴跃斌，孙冲，张林浩，武超飞，李涵

(1.国网河北省电力有限公司电力科学研究院，石家庄 050021； 2. 国网河北省电力有限公司,石家庄 050021)

0 引 言

随着电力电子技术的发展，多电平技术在高压大功率系统、风力发电并网系统及直流配电网系统等领域得到了广泛研究，其中以二极管钳位型三电平变流器的应用较为广泛。然而，这种拓扑结构的大规模推广应用受制于直流母线电容电压不平衡及各桥臂内侧功率器件关断过电压的问题，为了从根源上解决上述问题，文章对一种双钳位三电平变流器拓扑结构进行研究，并以整流器为例对其进行分析。

二极管钳位三电平整流器拓扑结构最早出现在1993年[1-3]，直到2005年对其基本工作原理进行了简单分析[4-6]，2008年将其应用在变频调速系统中[7-9]。综合来看，研究均以逆变器为例进行研究，都未对整流器进行分析[10-13]；其次，对逆变器工作原理分析中，电流通路存在缺陷，对放电通路的分析缺乏依据；对直流侧上下母线电容及钳位电容电压平衡调制过程分析不足，给出的控制方法难以实现二者的平衡控制[14-17]。基于此，文章以该拓扑结构的整流器为研究对象，详细分析了其工作原理和双钳位工作机制，给出了电流路径变化图；根据电流路径不能突变的特点及64种空间矢量对中点电位影响特性分析，提出了双平衡的调制策略；推导出了其数学模型，给出了基于电网电压定向的双闭环控制方法。最后，通过仿真和实验进行了验证。

1 双钳位三电平PWM整流器分析

1.1 工作原理分析

双钳位三电平PWM整流器拓扑结构如图1所示，与二极管钳位拓扑结构相比，每相桥臂增加了一个钳位电容，可输出4种开关状态[18-20]。为简化过程，以单相(A相)桥臂为例，假设初始时刻钳位电容Ca两端电压为Udc/2。

图1 双钳位三电平PWM整流器拓扑结构Fig.1 Topological structure of two-clamp three-level PWM rectifier

(1)开关状态SA=1，即桥臂上侧两开关管Sa1、Sa2导通，下侧两开关管Sa3、Sa4关断，则此时输出电压Uao=Udc/2，双向电流路径如图2中回路①、回路②所示。当直流侧电容Cup两端电压大于Ca两端电压时，将通过回路③对Ca充电，释放其两端电压，从而维持直流母线电压平衡，如图2所示。这种状态下由于Sa3处于关断状态，形不成放电通路，Ca不能够放电，只能充电，无法实现自动平衡控制。

图2 开关状态SA=1时工作原理Fig.2 Working principle of switch state SA=1

(2)开关状态SA=-1，即桥臂上侧两开关管Sa1、Sa2关断，下侧两开关管Sa3、Sa4导通，则此时输出电压Uao=-Udc/2，双向电流路径如图3中回路④、回路⑤所示。当直流侧电容Cdown两端电压大于Ca两端电压时，将通过回路⑥对Ca充电，释放其两端电压，从而维持直流母线电压平衡，如图3所示。这种状态下由于Sa1处于关断状态，形不成放电通路，Ca不能够放电，只能充电，无法实现自动平衡控制。

图3 开关状态SA=-1时工作原理Fig.3 Working principle of switch state SA=-1

(3)开关状态SA=0+，即开关管Sa1、Sa3导通，开关管Sa2、Sa4关断，则此时输出电压Uao=0，双向电流通路如图4中回路⑦、回路⑧所示。当直流侧电容Cup两端电压大于Ca两端电压时，将对Ca进行充电，从而释放直流侧电压，维持直流侧平衡，路径与图2中回路③一致；当Ca两端电压大于Cup两端电压，且电流沿回路⑦流通时，此时Sa1反并联二极管处于导通状态，Ca将通过回路⑨对外放电，从而维持钳位电容电压平衡，如图4所示。这种状态下，Ca既可以充电又可以放电，能够实现钳位电容电压自平衡控制。

图4 开关状态SA=0+时工作原理Fig.4 Working principle of switch stateSA=0+

(4)开关状态SA=0-，即开关管Sa2、Sa4导通，开关管Sa1、Sa3关断，则此时输出电压Uao=0，双向电流路径如图5中回路⑩、回路所示。当直流侧电容Cdown两端电压大于Ca两端电压时，将对Ca进行充电，从而释放直流侧电压，维持直流侧平衡，路径与图3中回路⑥一致；当Ca两端电压大于Cdown两端电压，且电流沿回路⑩流通时，此时Sa4反并联二极管处于导通状态，Ca将通过回路对外放电，从而维持钳位电容电压平衡，如图5所示。这种状态下，Ca既可以充电又可以放电，能够实现钳位电容电压自平衡控制。

图5 开关状态SA=0-时工作原理Fig.5 Working principle of switch state SA=0-

1.2 双钳位工作机制分析

传统二极管钳位式三电平变流器桥臂内侧开关器件存在关断过电压问题，所研究的拓扑结构通过钳位二极管、钳位电容可实现双钳位功能，从而实现了桥臂内所有开关器件关断过电压抑制[21-23]。

图6 双钳位电路分析Fig.6 Analysis of dual-clamp circuit

以A相桥臂为例，为了减少开关损耗，规定每次只动作一个开关。A相桥臂外侧开关Sa1、Sa4关断时产生的过电压可通过钳位二极管Da5、Da6分别钳位在直流侧电容Cup、Cdown两端，与传统二极管钳位拓扑结构类似，如图6(a)、图6(b)所示；通过工作原理分析可知，当Sa2关断时，Sa3必是导通状态；当Sa3关断时，Sa2必是导通状态，因此二者关断产生的过电压均可通过另一个开关管与钳位电容构成钳位回路，如图6(c)、图6(d)所示。由以上分析可见，通过钳位电容和钳位二极管的双钳位作用，有效抑制了桥臂四个开关管关断过电压。

2 双钳位三电平整流器数学模型及控制策略分析

双钳位三电平整流器数学模型是实现双闭环控制的基础，定义开关函数Si(i=a,b,c)，其表达式如下[6]：

(1)

由此可得双钳位三电平PWM整流器在两相同步旋转坐标系下交流侧高频数学模型为：

(2)

式中ud、uq分别为整流器交流侧交、直流电压。对上式引入状态反馈解耦控制，并采用PI调节器对电流环进行控制，可得其电压、电流双闭环控制框图如图7所示。

图7 双钳位整流器双闭环控制框图Fig.7 Double closed-loop control block diagram of double clamp rectifier

由图7可见，SVPWM调制算法是实现双闭环控制关键，下面对双钳位三电平整流器的双平衡SVPWM调制算法进行分析。

3 基于空间矢量的双平衡调制策略分析

3.1 空间矢量图

双钳位三电平变流器每相桥臂可输出4种开关状态，共64种组合，对应64个电压空间矢量，如图8所示。其中零矢量对应10种开关组合，每个小矢量对应6种开关组合，每个中矢量对应2种开关组合，大矢量对应1种开关组合。

图8 电压空间矢量图Fig.8 Voltage dimensional vector diagram

3.2 钳位电容电压平衡控制

由双钳位三电平整流器工作原理分析可知，每相桥臂在4种开关状态下均能够实现充电控制，仅在开关状态SA=0+或SA=0-状态下，且分别满足电流回路⑦、回路⑩的情况下，才能够分别通过回路⑨、回路放电。因此，钳位电容电压的平衡控制转化为放电回路控制，即如何使电流回路⑦或回路⑩导通。根据电流导通过程中不能突变的特点，这里提出采用开关状态切换方式使通路⑦或通路⑩导通，从而实现钳位电容电压的平衡控制。采用“七段式”SVPWM调制方式，为了减少开关损耗每次仅动作一个开关，则4种开关状态之间相互切换共存在4种情况，如图9中Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ所示。

图9 开关状态切换过程图Fig.9 Switching process diagram of switching state

双钳位三电平变流器工作状态发生变化时，即工作在整流或者逆变状态，电流路径将发生改变，需要分别分析，这里以整流状态为例。切换Ⅰ：即开关状态SA=1与SA=0+相互切换，此时电流路径在回路②与回路⑦之间互相切换，回路⑦导通，满足放电条件。切换Ⅱ：即开关状态SA=1与SA=0-相互切换，电流路径在回路②与回路之间互相切换，钳位电容处于充电状态，不满足放电条件。切换Ⅲ：即开关状态SA=-1与SA=0+相互切换，电流路径在回路④与回路⑧之间互相切换，钳位电容处于充电状态，不满足放电条件。切换Ⅳ：即开关状态SA=-1与SA=0-相互切换，电流路径在回路④与回路⑩之间互相切换，回路⑩导通，满足放电条件。

综合以上分析可见，整流状态下，开关状态切换遵循SA=1与SA=0+相互切换、SA=-1与SA=0-相互切换时，钳位电容能够形成放电通路，实现自身电压的平衡调制。

3.3 直流侧电压平衡调制

直流侧电容电压的平衡调制仅与流过中点的电流大小有关，与钳位电容无关，可以忽略钳位电容的影响[24-25]。在零电平状态下，当电流方向发生变化时，交流侧与直流侧之间的连接点也发生了改变，导致交直流侧存在多种连接形式。因此，需要对64个空间矢量对中点电位的影响特性逐个进行分析，以矢量“10+-1”为例，其可能存在两种电流通路，分别如图10(a)、图10(b)所示。

图10 矢量10+-1交直流侧连接图Fig.10 Vector 10+-1 AC/DC side connection diagram

由图10(a)可见，在这种电流通路情况下，会造成中点电位上升；由图10(b)可见，在这种电流通路情况下，对中点电位没有影响，综合以上两种情况，判断矢量10+-1将导致中点电位上升，能力较弱。采取同样的方法对另外63个矢量进行分析，最终将其影响特性分为5类，分别为导致中点电位上升，能力较弱；导致中点电位上升，能力较强；对中点电位没有影响；导致中点电位下降，能力较弱；导致中点电位下降，能力较强。进一步采用“七段式”空间矢量调制算法，可得在每个小三角形中共存在8种矢量组合，在得出64个矢量影响特性后，可以对8种组合对中点电位的影响特性进一步分类，从中选择出对中点电位影响最弱的组合。进一步根据钳位电容平衡条件对开关状态切换进行筛选，最终选择出既满足中点电位平衡又满足钳位电容电压平衡的“七段式”空间矢量序列，即实现了双平衡调制。

4 MATLAB仿真分析

为了验证算法分析的正确性，搭建了仿真模型，设无功电流给定值为零，电源电压峰值563 V，Ls为0.2 mH，Cup、Cdown、Ca、Cb、Cc均为7 000 μF，负载电阻为2 Ω，Udc给定值为1 200 V，采样频率2 kHz，MATLAB仿真结果如图11(a)～图11(d)所示。

图11 仿真波形Fig.11 Simulation waveform

由图11(a)～图11(b)可见，直流侧上下母线电容两端电压稳定，二者之间差值较小，中点电位波动较小，且二者之和与给定值基本相等，实现了稳定直流侧电压控制；由图11(c)可见，钳位电容电压经过短暂的调节后稳定在半母线电压附近，由此验证了此双平衡调制策略的正确性。由图11(d)可见，A相电压与电流相位一致，实现了单位功率因数整流。由图11(e)可见相电流频谱图输出电流谐波含量较低，满足控制要求。

为进一步验证，基于DSP+FPGA控制器结构进行了实验分析，参数同上。IGBT采用Infineon FF650R17IE4，直流侧电容为TFMFO-1K00 2×70072ZGKD 2*7 000 μF，实验波形如图12所示。

在0.15 s时负载突变，图12(a)中CH1(600 V/格)、CH2(550 A/格)分别为A相交流侧电压和电流波形，可见交流侧电压、电流波形正弦度好，实现了单位功率因数整流。图12(a)中CH3、CH4分别为直流侧上、下母线电容电压波形，可见在大电流输出情况下，直流侧母线电压得到了较好的稳定。在负载发生突变时，网侧电压、电流及直流侧电压波形均能够快速响应并过渡到稳态。在实际运行状况下存在杂散电感，IGBT关断时会产生过电压，图12(b)为A相桥臂内侧Sa2关断时其两端过电压波形，可见通过钳位电容Ca的抑制作用，有效钳位住了关断过电压。图12(c)为三电平整流器网侧谐波电流畸变率，由图12可见畸变率较低，实现了良好的谐波控制性能。

图12 实验波形Fig.12 Experimental waveform

5 结束语

为了减少中点电位波动，抑制桥臂关断过电压，文中对一种新型三电平PWM整流器进行了研究。分析了目前研究内容存在的缺陷，对其工作原理及双钳位工作机制进行了分析，给出了详细的电流路径图；在推导出其数学模型的基础上给出了基于电网电压定向的双闭环控制结构框图；根据导通过程中电流路径不能够突变的特点，提出了采用开关状态切换实现钳位电容电压平衡控制的方法；通过对64种空间矢量对中点电位的影响特性进行分析，将其影响特性归为5类，并通过两步筛选给出了其双平衡调制策略，并通过MATLAB软件及DSP+FPGA的控制结构进行了仿真和实验验证，证实了策略的正确性。