陈仲伟，李奎，程怡捷，汪洪亮，冷阳，刘浩田

（1.国网湖南省电力有限公司 经济技术研究院，湖南 长沙 410004；2.国网湖南省电力有限公司能源互联网供需运营湖南省重点实验室，湖南长沙 410004；3.湖南大学 电气与信息工程学院，湖南 长沙 410082；4.国网湖南省电力有限公司 长沙供电分公司，湖南 长沙 410007）

如今，由于能源枯竭和大气污染问题，以光伏发电、风力发电与电动汽车为代表的清洁能源生产与利用方式得到了广泛关注和应用.DC/DC 直流变换器作为储能、充电等场合的重要电能变换环节，其可靠性、效率与功率密度等性能对新能源的高效利用起着关键作用[1-3].DC/DC 移相全桥变换器作为直流变换器中的主流拓扑，具有大功率、高效率、高可靠性等优点，在动力电池充电、新能源储能与并网等场合均得到了广泛应用.由于移相全桥变换器具有零电压开通（Zero-Voltage Switching，ZVS）特性，开关损耗大大降低，结合宽禁带器件，可使变换器的开关频率得到大幅度提升，故而降低变压器等无源元件的体积，因此变换器往高频化、小型化的趋势发展，更加有效地契合了当前的能源应用需求[4-6].

传统移相全桥变换器如图1 所示，S1～S4为原边侧4 个开关管，Vh为原边侧逆变桥输出电压，Le为高频变压器漏感，ILe为漏感电流，D5～D8为副边4 个整流二极管，Lf和Cout分别为输出滤波电感和电容，R为负载电阻.对于该变换器，其滞后桥臂开关管ZVS的实现依靠原边侧漏感能量，当轻载时，ILe较小，漏感储存能量小，滞后桥臂开关管难以实现ZVS[7]，影响了变换器的可靠性与效率[8]，对于副边二极管，其关断时电流高，存在严重的反向恢复问题，二极管尖峰电压高[9-10].文献[11-12]通过利用在原边侧串入饱和电感增加了滞后桥臂软开关实现范围，但导致占空比丢失问题严重，电流应力上升.文献[13-15]通过在滞后臂上构造由电感和电容组成的辅助谐振网络，实现滞后桥臂的ZVS，但辅助网络增加了电路的复杂性与成本.文献[16]通过在原边侧添加电容，组成串联谐振网络，通过调频来实现轻载ZVS.文献[17]采用三绕组耦合电感，用以提供宽负载范围下ZVS实现的能量.文献[18]通过实时改变死区时间，以拓宽变换器的ZVS 范围，但该死区时间的计算依赖于变换器模型，计算量大，增加了控制的难度.文献[19]针对车载充电应用场合，提出了移相全桥变换器与LLC 谐振变换器集成架构下的充电控制方法，以保证移相全桥变换器滞后桥臂在轻载时仍能保证ZVS的性能，但该方法仅针对具有高低压电池的充电场合，其应用范围具有一定的局限性.文献[20]通过对励磁电感进行设计，以保证最小的ZVS 实现电流，但该励磁电感会导致重载工况时无功环流加大，降低变换器效率.

图1 传统DC/DC 移相全桥变换器Fig.1 Traditional DC/DC phase-shifted full-bridge converter

双有源桥移相全桥变换器如图2 所示，该变换器原副边分别采用双向开关S1～S4和S5～S8，有效保障电流的双向流动，桥臂输出电压Vh1和Vh2和电流ILr解耦，工作模态简单且原边侧移相角、副边侧移相角和原副边移相角差均可独立设置，存在3 个控制自由度，控制灵活[21-22]，适用于宽输入输出范围的应用场合[23-24]，能够实现宽负载范围内的ZVS 性能[25]，保证其高效率特性.

图2 双有源桥移相全桥变换器Fig.2 Dual active phase-shifted full-bridge converter

结合图1 和图2 拓扑的特点，本文通过将图1中的滤波电感Lf前移至原边侧作为谐振电感Lr，实现了重载下原边开关管ZVS，副边二极管自然续流到零，轻载下超前桥臂开关管实现ZVS，滞后桥臂开关管实现零电流开通与关断（Zero-Current Switching，ZCS），副边二极管工作于电流断续模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM），实现了ZCS 性能，提升了变换器的效率与可靠性.与双有源桥变换器不同，针对单向能量传输场合，本文提出的ZV-ZCS 型移相全桥变换器的副边开关管均简化为二极管，副边的方波电压由流过变压器原边侧的电流极性决定，电压和电流存在耦合关系，针对双有源桥变换器的工作模态与设计法则不再适用于该拓扑.本文通过阐述该变换器的工作模态，分析其ZV-ZCS 的实现机理，通过推导其不同模式下的增益表达式，给出了主要参数的设计准则，最后通过PSIM 仿真与2 kW 的实验样机验证了该变换器的工作特性与理论分析的正确性.

1 ZV-ZCS 型移相全桥变换器拓扑

图3 所示为ZV-ZCS 型移相全桥变换器拓扑图，其中，S1～S4为原边侧4 个开关管，D1～D4分别为开关管的内部反并联二极管，C1～C4分别为开关管的内部寄生输出电容.Lr为原边侧谐振电感，ILr为流经Lr上的谐振电流，通过利用谐振电感Lr，在功率管的开通过程中，与主电路中开关管的寄生电容谐振以实现ZVS 软开关[26-28].T1为高频变压器，其原副边变比为1 ∶n，D5～D8为副边整流二极管，ID5～ID8分别为整流二极管上的电流，Irect为整流电流.Vh为逆变桥臂输出电压，Vin与Cin分别为输入电压与输入滤波电容，Vout与Cout分别为输出电压与输出滤波电容，R 为负载电阻.

图3 ZV-ZCS 型移相全桥变换器Fig.3 ZV-ZCS phase-shifted full-bridge converter

S1～S4每个开关管均为0.5 的导通占空比，其中同一桥臂的上下两个开关管互补导通，对角开关管的导通相角差即为移相角，输出电压的幅值取决于该移相角.若S1超前S4导通，则称S1与S2所在桥臂为超前桥臂，S3与S4所在桥臂为滞后桥臂.当移相角为0°时，Vh为两电平方波，当移相角介于0°～180°时，Vh为带有零电平形式的三电平方波.因此通过调整移相角，调节Vh的占空比，从而调节输出电压Vout.

1.1 拓扑CCM 工作模态

对于该拓扑的工作模式，可以划分为电感电流连续模式（Continuous Conduction Mode，CCM）与电感电流断续模式（DCM），CCM 和DCM 均可分解为8个工作模态，图4 和图5 为CCM 下的工作模态，当处于CCM 模式下，原边侧4 个开关管开通均实现ZVS，副边二极管电流自然过零.图6 和图7 为DCM下的工作模态，当处于DCM 模式下，原边开关管超前桥臂开通实现ZVS，滞后桥臂开关管开通与关断均实现ZCS，并且副边整流二极管工作于断续模式，实现ZCS，有效抑制二极管反向恢复问题.下面将对CCM 与DCM 下的工作模态进行详细阐述，并分析原边侧开关管ZV-ZCS、副边二极管ZCS 的实现机理.

图4 CCM 模式下工作波形图Fig.4 Working waveform in CCM mode

图4 为CCM 模式下开关周期内电压电流的波形图，图5 为CCM 模式一个开关周期内不同的工作模态，由于前半个周期和后半个周期一致，故取前半个周期进行分析.

图5 CCM 模式下开关周期内模态图Fig.5 Working modes during switching cycle in CCM mode

模态1[t0～t1]：如图5（a）所示，开关管S1和S4导通，S2和S3关断，逆变桥臂输出电压Vh=Vin，谐振电感Lr储能，电感电流线性上升如式（1）所示，此时二极管D5和D8导通，功率传输至负载侧.

模态2[t1～t2]：如图5（b）所示，该模态为死区时间，从开关管S1关断时开始，ILr方向仍为正，且为开关管S1的寄生电容C1充电，并对开关管S2的寄生电容C2放电，从而实现了开关管S2的零电压开通.

模态3[t2～t3]：如图5（c）所示，当开关管S2零电压开通后，逆变桥臂输出电压Vh=0，此时谐振电感Lr释能到负载侧，电流线性下降如式（2）所示.

模态4-1[t3～t4]：如图5（d）所示，该模态处于模态4 的死区时间，从开关管S4关断时开始，ILr仍为正向，其对开关管S4的寄生电容C4充电并对开关管S3的寄生电容器C3放电，为S3的零电压开通提供了条件.

模态4-2[t3～t4]：如图5（e）所示，当开关管S3零电压开通后，谐振电感Lr能量向负载与电源侧馈送，ILr快速下降如式（3）所示，当电感电流下降到0 并且换向时，二极管D5与D8续流到0，从而关断，有效削弱了二极管的反向恢复问题.

1.2 拓扑DCM 工作模态

图6 为DCM 模式下开关周期内电压电流的波形图，图7 为DCM 模式一个开关周期内不同的工作模态，DCM 的模态1、模态2 与模态3 与CCM 的完全一致，这里不再赘述，仅对模态4 与模态5 进行阐述.

图6 DCM 模式下工作波形图Fig.6 Working waveform in DCM mode

模态4[t3～t4]：如图7 所示，ILr在模态3 续流到0，模态4 由于逆变桥臂输出电压Vh=0，故而ILr保持为0，副边整流二极管进入断续模式，实现ZCS，故而抑制了反向恢复问题，负载由输出滤波电容Cout供能.

图7 DCM 模式下电流断续模态图Fig.7 Current discontinuous modal diagram in DCM mode

模态5[t4～t5]：该模态为S4关断后，S3开通前的死区时间，S4关断时，ILr为零，因此S4的关断与S3的开通均实现ZCS，从而减小了开关损耗.

2 拓扑参数设计

对于该拓扑，副边的方波电压由流过变压器原边侧的电流极性决定，即由电感电流极性决定，电压和电流存在耦合关系，电压增益不再是占空比的线性函数，本节将对该电路处于CCM 与DCM 模式下的电压增益分别作详细探讨并给出谐振电感Lr与变压器变比n 的设计法则.为简便计算，作以下假设：

1）变压器、开关管与二极管均为理想模型.

2）计算过程忽略死区影响.

3）输入电压与输出电压纹波忽略不计.

4）设fs为开关频率，1 ∶n 为原副边变比，D 为半周期内Vin或-Vin电平占比.

5）β 为CCM 模式下，逆变桥臂输出Vin电平时电流ILr大于0 的时间占比或-Vin电平下电流ILr小于0 的时间占比.

6）λ 为DCM 模式下，逆变桥臂输出Vin电平时电流ILr大于0 或者-Vin电平电流ILr小于0 的时间占比.

2.1 电压增益

对于CCM 模式，谐振电流ILr为连续模式，正半周期间，对谐振电感Lr列伏秒平衡方程，如式（4）所示，对输出滤波电容Cout列安秒平衡方程，如式（5）所示，综合式（4）（5），可得CCM 下的电压增益如式（6）所示.

对于DCM 模式，谐振电流ILr为断续模式，正半周期间，对谐振电感Lr列伏秒平衡方程，如式（7）所示，对输出滤波电容Cout列安秒平衡方程，如式（8）所示.

综合式（7）与式（8），可得DCM 下的电压增益如式（9）所示.

对于CCM 与DCM 模式，存在一个电流临界模式（Boundary Conduction Mode，BCM）的过渡点，对于该点谐振电感Lr伏秒平衡方程如式（10）所示，输出滤波电容Cout安秒平衡方程如式（11）所示.

由CCM、DCM 与BCM 的增益可知，电压增益是占空比D、负载电阻R、谐振电感Lr、开关频率fs与变比n 的函数，该函数形式复杂，物理意义不直观.为方便描述D 与R 的关系，对表1 所示参数下增益进行计算，并绘制图8 所示的增益为0.75 时，D 与R的关系曲线.可知，当R 越大（负载越轻）时，占空比越小，变换器越容易进入DCM 模式，当R 越小（负载越重）时，占空比越大，变换器越容易进入CCM 模式.当R 小到一定值时，变换器已无法获得0.75 的直流增益.因此变换器在进行参数设计时，需要考虑其最大负载功率以获得所需增益，这是该变换器与传统移相全桥变换器的不同之处.

图8 增益为0.75 时D 与R 的关系曲线Fig.8 The relationship curve between D and R when the gain is 0.75

表1 变换器参数Tab.1 Converter parameters

变换器在不同负载下进入不同模式（CCM 与DCM）的物理意义与Buck 变换器相似，当负载较重时，输出电流大，导致ILr峰值电流高，在逆变桥臂输出电压Vh=0 时，ILr未降低到0，因此其在开关周期内工作于CCM 模式；而当负载较轻时，输出电流小，ILr峰值电流小，在逆变桥臂输出电压Vh=0 时，ILr降低到0，产生断续模态，因此其在开关周期内工作于DCM 模式.

2.2 变比n 与谐振电感Lr 设计

由CCM 与DCM 的增益可知，电压增益是占空比D、负载R、谐振电感Lr、开关频率fs与变比n 的函数，函数形式复杂，不利于参数设计.但由上文分析可知，当负载越重时，占空比D 越大，越容易进入CCM 模式，反之则进入DCM 模式.为降低电流应力，防止过裕量设计，故应满足式（12）所列方程.

对于该拓扑工作的BCM 过渡点，其实质为隔离型Buck 电路，因此定义该点对应的D 即可确定变压器变比n，若该点对应D 太小，变比n 大，容易导致系统过裕量设计并且电流应力大，若该点对应D 太大，变比n 小，为保证同等增益，谐振电感Lr取值小，亦导致电流应力大.综合以上原因，可取最小临界D在0.4～0.6 之间进行设计.

现就一系统需求如表2 所示对电路拓扑参数及性能作出设计与分析，首先当输入电压Vin最大时，输出电压Vout最小，定义此时BCM 点出现在D 为0.4～0.6，代入式（10），推出变比n 介于0.95～1.3，再联立式（12），得出谐振电感Lr的范围为45～78 μH，此时对应n 与谐振电感Lr均为边界值，在边界内，变比n 与谐振电感Lr的任意组合不一定满足增益要求，可能导致系统过裕量设计或达不到增益值要求.联立式（6）（9），得到关于变比n 与谐振电感Lr不同组合下，对应的D 的三维图，如图9 所示，通过该图可以直观看到Vin=420 V 与380 V 下，Vout=300 V，P=2 kW 时对应的占空比D，当D=1 时，则代表无法达到增益要求，当D 很小就可以达到增益要求时，说明系统过裕度设计.

表2 系统需求参数Tab.2 System requirement parameters

图9 不同谐振电感Lr 与变比n 组合对应占空比DFig.9 Different combinations of Lr and n correspond to duty cycle D

对于同时满足增益要求、裕度又合理的变比n与谐振电感Lr的组合，通过计算对应的电流应力，如式（13）所示选择最小电流应力下的n 与谐振电感Lr.

最终可得到n=1.07、Lr=60 μH 的计算结果，在该组参数下，不同输入、不同负载工况下对应的占空比D 与ZV-ZCS 区域如图10 所示.当Vout=240 V时，最大占空比出现在Vin=380 V，P=2 kW 下，D=0.7，当Vout=300 V 时，最大占空比出现在Vin=380 V，P=2 kW 下，D=0.92，全负载、全输入工况均可达到要求，并且裕度合理.以上两种输出工况，在轻载时，占空比较小，为ZV-ZCS 区域；当负载变重，占空比上升，则进入ZVS 区域.

图10 不同输入与负载组合对应占空比DFig.10 Different combinations of Vin and load correspond to duty cycle D

3 仿真分析

基于上文对该变换器的工作模态与增益的分析，本节通过PSIM 软件平台进行仿真验证，仿真参数如表3 所示，通过在Vin=380 V，Vout=300 V 输入输出工况下，对变换器的满载与半载功率下进行仿真，验证其工作模态、占空比以及ZV-ZCS 区域与理论分析的一致性.该仿真的输入输出工况为输入最低，输出最高，因此增益最大，只要该工况满足增益要求，其他工况均满足要求，由于篇幅有限，因此不再对其他的输入输出工况进行仿真.

表3 仿真参数Tab.3 Simulation parameters

图11 为满载仿真波形，图11（a）为谐振电流ILr与桥臂输出电压Vh的波形图，可知Vh的占空比D=0.93，ILr为CCM 模式，ILr始终滞后于Vh，这意味着原边侧4 个开关管均实现的ZVS.

图11（b）为滞后桥臂开关管S4的驱动电压Vgs4与漏源电压Vds4波形，可见在Vgs4驱动为高电平前，Vds4已降低到0，因此S4实现了ZVS.而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用仿真进行说明.

图11（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS.而对于开关管S2，其软开关特性与S1一致，故不再用仿真进行说明.

图11（d）为整流二极管D5～D8电流波形，可见二极管为自然过零形式.

图11 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 仿真波形图Fig.11 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V simulation waveform

图12 为半载仿真波形，图12（a）为谐振电流ILr与桥臂输出电压Vh的波形图，可知Vh的占空比D=0.59，ILr为DCM 模式，ILr在V=0 的模态内下降为0并且保持，直至Vh变为Vin或-Vin，ILr才开始变化，因此对于滞后桥臂的开关管S3与S4而言，其开通与关断均为ZCS.

图12（b）为滞后桥臂开关管S4的驱动电压Vgs4与漏源电压Vds4波形，可见在Vds4由高电平变为0 电平（开通时刻）与Vds4由0 电平变为高电平（关断时刻），ILr始终为0，因此推出开关管S4的开通与关断均实现了ZCS.而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用仿真进行说明.

图12（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS.而对于开关管S2，其软开关特性与S1一致，故不再用仿真进行说明.

图12 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 仿真波形图Fig.12 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V simulation waveform

图12（d）为整流二极管D5～D8电流波形，可见二极管电流为断续模式，因此实现了关断时刻的ZCS 性能.

由于输出滤波电容Cout的电流纹波值较高，需对其电压纹波值进行考量，以满足工业应用对纹波电压的要求.图13 展示了输出电压Vout在满载下与半载下的波形，其纹波值分别为73 mV（0.024%）与60 mV（0.02%），对于电动汽车充电场合，输出电压纹波要求[29]为1%，可见该拓扑及设计参数能保证合理的电压纹波值.

图13 输出电压仿真波形图Fig.13 Output voltage simulation waveforms

4 实验结果

基于上文的分析和结论，在实验室环境下搭建了一台2 kW 的实验样机，同仿真的验证思路，实验分别在Vin=380 V，Vout=300 V 输入输出工况下，在变换器的满载与半载功率下进行实验，验证其工作模态、占空比以及ZV-ZCS 区域与理论分析与仿真的一致性.

图14 为满载仿真波形，图14（a）为谐振电流ILr，桥臂输出电压Vh与副边整流电流Irect的波形图，由于二极管电流不易测试，而Irect为二极管电流流出至输出电容Cout的电流，其可表征二极管电流的特性.由波形图可知Vh的占空比D=0.85，ILr与Irect为CCM 模式，ILr始终滞后于Vh，这意味着原边侧4 个开关管均实现了ZVS，Irect续流到零，表征了二极管的电流具有自然过零特性.

图14（b）为滞后桥臂开关管S4的驱动电压Vgs4与漏源电压Vds4波形，可见在Vgs4驱动为高电平前，Vds4已降低到0，因此S4实现了ZVS.而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用实验进行说明.

图14（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS.开关管S2的软开关特性与S1一致，故不再用实验进行说明.

图14 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 实验波形图Fig.14 P=2 kW，Vin=380 V，Vout=300 V experiment waveform

图15 为半载实验波形，图15（a）为谐振电流ILr，桥臂输出电压Vh与副边整流电流Irect的波形图.由波形图可知Vh的占空比D=0.51，ILr与Irect为DCM模式，这意味着原边侧超前桥臂开关管实现了ZVS，而滞后桥臂开关管实现了ZCS.Irect为DCM 模式表征了二极管工作于DCM 模式，其具有ZCS 特性.对比图12（d）所示的仿真图，实验中，ILr与Irect在断续模态内出现了高频振荡，这是由于高频变压器上的寄生电容与谐振电感Lr谐振的结果，该振荡峰值很小，仍可认为滞后桥臂开关管与整流二极管获得了ZCS 性能.

图15（b）为滞后桥臂开关管S4的漏源电压Vds4、谐振电流ILr与桥臂输出电压Vh的波形，可见在Vds4由高电平变为0 电平（开通时刻）与Vds4由0 电平变为高电平（关断时刻），ILr值几乎为0，因此可知开关管S4的开通与关断均实现了ZCS.而对于开关管S3，其软开关特性与S4一致，故不再用实验进行说明.

图15（c）为超前桥臂开关管S1的驱动电压Vgs1与漏源电压Vds1波形，可见在Vgs1驱动为高电平前，Vds1已降低到0，因此S1实现了ZVS.而对于开关管S2，其软开关特性与S1一致，故不再用实验进行说明.

图15 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V 实验波形图Fig.15 P=1 kW，Vin=380 V，Vout=300 V experiment waveform

图16 展示了变换器在Vin=380 V，Vout=300 V下的效率测试曲线，可见变换器满载效率可达94.57%，半载效率仍达90.7%.

图16 Vin=380 V，Vout=300 V 效率曲线图Fig.16 Vin=380 V，Vout=300 V efficiency curve

5 结论

本文针对传统移相全桥变换器轻载ZVS 性丢失以及副边侧二极管反向恢复严重等问题，提出了一种新型的ZV-ZCS 型移相全桥变换器，以提升变换器工作性能.该变换器在重载时全部开关管开通实现ZVS，在轻载时超前桥臂开关管开通ZVS，滞后桥臂开通与关断实现ZCS，副边二极管实现ZCS.本文对该变换器工作原理和模态进行了详细阐述，建立了该拓扑CCM 与DCM 下的增益表达式，并给出了主要参数的设计准则.通过PSIM 仿真验证了不同工况下的工作模态、ZV-ZCS 区域和占空比D 与理论分析的一致性.最后搭建了一个2 kW 的实验样机，实验结果证明了该拓扑的可行性与理论分析的正确性.