田 锐，凌跃胜，酉家伟，徐 海

(1.河北工业大学电气工程学院省部共建电工装备可靠性与智能化国家重点实验室，天津 300130；2.河北工业大学电气工程学院河北省电磁场与电器可靠性重点实验室，天津 300130)

电动汽车的快速发展，对其充电技术提出了更高要求。电动汽车的动力电池造价昂贵，充电电源必需保持稳定的充电电流才能延长电池使用寿命。直流充电电源具有过充判断、温度补偿等功能，在保证电池安全稳定充电的前提下，将充电时间大大缩短[1]。作为家用交流充电的补充，快速直流充电电源主要设置在充电站中，供电动汽车用户在外出时应急使用，是当前研究的热点。

全桥LLC 谐振拓扑，不仅可以实现全负载范围的软开关，并且开关管的电压应力较小，可工作在更高的电压水平，提升充电功率，缩短充电时间，普遍应用在充电模块后级DCDC 环节中。但全桥LLC 谐振变换器在启动时，由于滤波电容具有较大的充电电流、变换器输入阻抗较小等因素，会产生很大的冲击电流，误触发短路保护电路，甚至损坏谐振电容和开关管[2]。

针对变换器启动时的冲击电流问题，学者们进行了深入研究，并取得可观进展。文献[3]采用一种基于移相控制的软启动策略，通过控制占空比D从0 开始线性增加，使变换器增益同样从0 开始增加，可有效抑制LLC 谐振变换器启动瞬间的电流峰值，但软开关工作波形有一定畸变，启动效果不佳；文献[4]通过对变换器工作原理的分析，绘制出增益曲线随占空比D变化的波形，控制占空比D按增益曲线的反函数增加的移相方式，可使变换器增益从0 线性增加，当启动时间设置为40 ms 时，电流波形平稳上升，具有较好的启动效果，但当启动时间较短时，变换器增益虽然线性增加，但上升曲线较陡，仍会产生一定的冲击电流；文献[5-6]采用降频控制的软启动策略，使电路在2～3 倍工作频率下启动，可有效消除启动时的电流过冲，但启动瞬间变换器增益突增，导致启动瞬间的电流峰值仍然较高；文献[7]在降频启动中结合PWM+PFM混合控制策略，可在较窄的调频范围内软启动，并且可以优化电流抑制效果。

为优化变换器的启动效果，本文提出一种先移相后降频的软启动控制策略，结合了传统软启动控制策略的优点，在保持全负载范围ZVS 软开关性能的前提下，在较短时间内完成软启动，抑制冲击电流的效果明显，充电电流可平稳上升到稳态工作电流。通过PSIM 仿真实验平台与传统软启动策略进行对比分析，并搭建一台500 W 实验样机验证了启动方案的可行性。

1 直流充电桩的充电模块

随着电动汽车行业的发展，人们对充电桩的性能要求也越来越高。传统交流充电桩需要额外的车载充电机与之配合工作，虽然安全稳定，但需要6～8 h 才能完成充电，因此交流充电主要用于夜间或空闲时间家用充电[8]。在户外紧急充电的情况下，就需要用到直流充电桩。

直流充电桩是集充电功能、刷卡功能、计费功能、显示功能等多种人机交互功能于一体的小型智能充电系统[9]。图1为直流充电桩的系统结构图。

图1 直流充电桩的系统结构图

交流电源经接触器输入，通过充电控制模块给充电电路供电，充电电路包括整流环节和DC-DC 环节，DC-DC 环节的输出直接连接电池组进行快速充电；电能表连接在控制模块与充电电路之间起到对充电电路电量计量的作用和与控制模块通信的作用；充电桩的充电电流较大，为保证用户的人身安全设置了紧急开关和故障报警装置，用户可通过紧急开关在发生故障时，强制关闭充电桩，紧急开关还可以在充电桩短路或电流泄露时自动切断供电防止设备的损坏；采样电路对电池组的端电压、充电电流、温度进行实时测量，检测充电桩的运行状态和防止电池组的过充现象；读卡模块使用户可以更便捷地消费与充值；用户可以通过触摸屏看到充电信息与充电桩的工作状态，也可以通过它输入相应指令来控制充电桩。

其中充电电路的整流环节采用VIENNA 整流器，对输入的交流电源进行滤波整流，为后级提供稳定的直流母线电压；DC-DC 环节采用全桥LLC 谐振变换器，将母线电压再次转换为可供电池组直接进行充电的稳定直流电[10]。图2 为全桥LLC 谐振变换器拓扑结构图。该拓扑为隔离式结构，可实现电气隔离和灵活调压的功能；全桥设计使得每个开关管承受的电压降为半桥电路的一半，较小的电压应力允许更高的输入电压，可得到更大的充电功率；全负载范围的软开关特性可大大提升充电单元的工作频率，减小了磁性元件的尺寸，进而减小了充电桩的体积。

图2 全桥LLC谐振变换器的拓扑结构

全桥LLC 谐振变换器可以在高频率下实现软开关，具有较高的功率密度。但它的非线性元件多，难以建立准确的模型求出分析表达式，更重要的是其启动瞬间的电流电压冲击较大，不加控制的工作波形如图3 所示。启动瞬间冲击电流可达100 A，该电流可能引起短路保护误启动，损坏开关管，甚至将整个电路板损坏，这是全桥LLC 谐振变换器必须要解决的问题。

图3 不采用软启动控制时的工作波形

2 全桥LLC 谐振变换器的启动过程分析

2.1 启动频率对冲击电流影响

冲击电流的产生主要是由于在设计变换器时，为保证输出端电压被钳位，将二次侧电容Cf设计得非常大，导致在实际启动时，需要先对电容充电，该充电电流为iCf=Cf·dv/dt，可达100 A。其次，变换器工作在谐振频率时，谐振电容Cr与谐振电感Lr构成串联谐振，使输入阻抗非常小，也会导致启动电流上升[11]。

在启动瞬间电路为滤波电容充电，可认为输出电压为0，折算到变压器一次侧仍然为0，可视为将Lm短路，只分析A、B两点的变化。由于死区时间非常短，忽略死区时间内的变化，可认为Uab只有Uin和-Uin两种状态。设启动瞬间流过Lr的电流值为ILr，启动瞬间Cr两端的电压值为UCr，当Uab=Uin时：

图4 uCr与iLrZo的轨迹关系

设变换器在坐标原点启动，对应开关管Q1、Q4开通，沿着式(5)轨迹到达①；过①点以后开关管Q2、Q3开通(忽略死区时间)，沿着式(6)轨迹到达②；过②点以后再次转换为Q1、Q4开通，沿着式(5)轨迹到达③；过③点以后转换为开关管Q2、Q3开通，再次沿着式(6)轨迹到达④点，④点坐标为(0，-ILr1)。该过程变换器经过两个开关周期，使谐振电流从0 增大到ILr1，可以看出期间会引起很大的冲击电流。文献[12]对变换器启动频率的分析，得出启动频率f在大于谐振频率fr1时，随着f的增大冲击电流减小，在大于2fr1后，ILr=在占空比为0.5 不变的情况下，再增加启动频率效果不再明显[12]。

2.2 占空比D 对冲击电流的影响

变占空比的控制方式中，谐波分量增加，基波分析法已不再适用，对电路进行时域分析。

取基准值：VBASE=Vin，ωBASE=ωr，RBASE=Zr，IBASE=Vin/Zr。

可得到如下方程组：

设Q、k为已知量，将上述方程组化简为关于M与θ2的方程组，但该方程并没有解析解，通过赋值法可作出k=10 时，不同Q值下增益M关于D的曲线[4]，如图5 所示。

图5 定频控制时的增益曲线

从图中可以明显看出在D从0 增加到0.5 的过程中，M先快速增加再缓慢增加。快速增加的过程会产生非常大的冲击电流，传统移相软启动方案是控制D线性增加，由于M曲线前段斜率较大，仍会使冲击电流较大。文献[4]采用D的变化曲线设计为：

启动初期D变化缓慢，随着M曲线斜率下降，D的斜率逐渐变大，这样可以使变换器电压平稳建立，限制启动的冲击电流。

3 软启动方案

3.1 传统软启动方案

由上文对变换器启动过程的分析可知，启动瞬间的冲击电流与启动时的频率、启动时的占空比密切相关，启动时的频率越大冲击电流越小；启动时的占空比越小增益M越小、冲击电流越小。

控制占空比D从0 开始上升到0.5 的启动方案，称为移相软启动，从式(11)可知占空比D从0 变化到0.5 的过程中，变换器的增益M也会从0 缓慢增加到稳态值，达到软启动的目的。

在移相软启动中，保证启动时间、死区时间等条件相同的情况下，启动频率设置为100 kHz，占空比D按照每80 µs增加一次的方式，经过20 ms 从0 线性增加到0.5。在PSIM 中进行仿真实验，得到移相软启动仿真波形如图6 所示。从图中可以看出该策略可以完全消除启动瞬间电流尖峰，但是在0.005～0.01 s 区域仍然存在电流过冲。

图6 移相软启动波形

将启动频率设置为2～3 倍谐振频率启动，再降低到谐振频率的启动方案，称为降频软启动。上文对启动过程的分析可知，提高启动频率可以降低启动冲击电流，但启动频率大于2 倍谐振频率后，再增加启动频率降低冲击电流的效果将不再明显[12]。因此选用2 倍谐振频率作为启动频率较为合适。在PSIM 仿真平台中，保证启动时间、死区时间等条件相同的情况下，占空比设置为0.5 不变，选取200 kHz 的启动开关频率，每10µs 变换1 次，线性降到谐振频率100 kHz。降频软启动波形如图7 所示。从图中可以看出降频软启动在启动后期抑制冲击电流的效果较好，但由于启动瞬间占空比为0.5，在启动瞬间仍然存在电流过冲。

图7 降频软启动波形

3.2 改进型软启动方案及实验波形

移相软启动可以消除启动瞬间的电流尖峰，而存在启动过程的电流过冲；降频启动可以消除启动过程中的电流过冲，而存在启动瞬间的电流尖峰。

本文在两者基础上提出改进型软启动策略：在200 kHz的工作频率下进行移相软启动，并将传统移相软启动中控制占空比D线性增加的方式改为按照式(10)方式增加。式(10)为图5 曲线的反函数，在该方式下增益随时间近似线性增加，电流也随时间线性增大。占空比D经10 ms 从0 增大到0.5；再切换到降频软启动，从200 kHz 线性降低到100 kHz。软启动波形如图8 所示。

图8 先移相后降频的软启动波形

对比传统软启动方案，改进后的软启动方式在启动瞬间具有传统移相软启动的优势，启动瞬间冲击电流非常小；同时在启动中期具有降频软启动的优势，抑制了启动中的冲击电流。该软启动方案，仅用时25 ms，抑制冲击电流的效果明显。

为验证上述软启动控制策略的可行性，搭建了一台500 W的全桥LLC 谐振变换器样机，控制板为TMS320F28335 的开发板。主要实验参数如表1所示。控制该样机，按上述改进型软启动方案进行软启动，并测试样机全负载范围内的软开关特性。图9为样机的软启动波形。图10为样机工作波形。实验结果与上文仿真结果一致，对比传统软启动方案，改进型的软启动方案兼具降频软启动和移相软启动的优点，启动瞬间谐振电流无剧烈振荡；对比占空比线性增加方案，采用改进型方案变换器增益启动前期变化更加平缓，使得冲击电流更小；而启动后期，较高的启动频率，同样有效抑制了冲击电流的产生；在25 ms 后的稳定运行状态波形中，变换器工作波形畸变较小，在欠谐振工作状态、谐振工作状态、过谐振工作状态中，软开关特性明显，工作稳定可靠。从结果分析可得，改进型软启动控制策略可有效抑制启动冲击电流，启动用时较短，软开关特性良好，具有可行性。

表1 实验参数

图9 软启动波形

图10 样机工作波形

4 总结

针对充电模块后级全桥LLC 谐振变换器的启动冲击电流问题，本文详细分析了变换器的启动过程，对比传统移相软启动和降频软启动控制策略的特点，提出一种改进型的软启动控制策略。该控制策略可使变换器在较短时间内完成启动进入稳定运行状态，抑制冲击电流效果显著，工作波形畸变较小。搭建了仿真模型和实验样机，验证了启动方案的可行性，改进型软启动方案具备传统启动方案的优势，启动性能良好，使变换器保持全负载范围的软开关特性，进而提高直流充电桩的稳定性和安全性。