俞梦缘 ，温 翾 ，游 彬

(1.杭州电子科技大学 电子信息学院，浙江 杭州 310018；2.杭州电子科技大学 信息工程学院，浙江 杭州 310018)

0 引言

环境射频能量收集是一种为物联网(IoT)中使用的设备供电的潜在应用，这可能有助于实现如医疗、保健、环境和基础设施管理[1-2]。随着无线通信基础设施(如WiFi、蜂窝和广播系统)的部署不断增加，环境RF信号的功率密度通常已变得足够大，足以支持用于IoT应用的自持式和低功率设备[3]。

目前已经设计了各种单频带采集系统来收集各种频带的RF能量，GSM-900[4]、GSM-1800[5]、3G[5]和WiFi[6]等。然而，因为环境射频功率密度极低，因此可以利用设计多频带的能量采集系统来提高收集效率。如文献[7]提出了一款可收集环境中的GSM900和GSM-1800频段RF能量的系统，通过增加接收天线的端口来提高采集效率，该系统可以提供大于3.2 V的输出直流电压，大于-10 dBm的输出直流功率以及大于42%的RF-DC效率。文献[8]提出的双频射频能量采集系统可采集2.45 GHz WiFi和3.5 GHz WiMAX频段的能量。通过提出的树状天线和引入的两个不同的径向分支组成的匹配网络来提高系统效率。输入功率为0 dBm时，在2.45 GHz下，观察到最大转换效率为60%；在3.5 GHz下，最大转换效率为53%。因此可以从系统的接收天线和匹配电路进行设计。为了最大限度地利用环境射频能量，可以利用频域来充分利用环境射频环境以及双频[9-10]、三频[11]和四频[5]等已经有学者实现。

本文设计了一个双频段能量采集系统来采集WiFi频段和GSM-1800频段的能量。其中圆极化天线利用寄生贴片增加天线的阻抗带宽和轴比带宽，通过在天线上加载缝隙减小双频段处的S11。在双频整流电路中利用提出的匹配网络来增加双频带带宽，使用单阶倍压电路提高整流效率。整个系统可实现采集环境中的GSM-1800和WiFi频段的能量。

1 双频段能量采集系统设计

双频段能量采集系统由接收天线、阻抗匹配网络、整流器、直通滤波器和负载五部分构成，如图1所示。本设计将整个系统分为两大模块进行测试，即双频段圆极化天线设计和双频整流电路设计。

图1 射频能量采集系统结构框图

1.1 双频段圆极化天线设计

常规的单极天线提供线性极化和窄带功能。本文设计的圆极化天线能接收圆极化波，在z＞0的情况下为右旋圆极化，在z＜0的情况下为左旋圆极化。该天线具有较宽的阻抗带宽且具有双频带的轴比带宽。圆极化天线相比其他极化方式的优势有高灵敏度且易接收空间电磁波，同时还能抑制雨雾反射杂波的干扰[12]，更能适应实际的应用环境。图2展示了用于收集射频能量的圆极化天线的布局。微带馈线和矩形微带辐射器印在基板的顶面上，镂空的接地结构印在底面上，对称槽由沿对角轴的两个菱形部分组成。在顶层有一个矩形寄生贴片和两个类似L形的寄生贴片，在底层蚀刻了一个缝隙，其目的是增加天线的阻抗带宽且使其轴比带宽可以包含GSM-1800频段和WiFi频段。图3为天线的反射系数，可以看出GSM-1800频段的最小S11为-16 dB，WiFi频段的最小S11为-54 dB，两个频段的S11都能小于-15 dB。

图2 设计的圆极化天线的布局

图3 设计的圆极化天线的反射系数

图4为所设计圆极化天线的轴比和增益。可以看出在双频段上的增益＞0 dBic，轴比带宽＜3 dB，满足天线的圆极化条件。图5显示了xoz平面和yoz平面中1.825 GHz和2.45 GHz的天线归一化辐射方向图。在+z方向上1.825 GHz和2.45 GHz处测得的RHCP和LHCP之间的交叉极化显示良好的隔离度。从图中可以得知，在z＞0的情况下为右旋圆极化，在z＜0的情况下为左旋圆极化。

图4 双频段圆极化天线的轴比和增益

图5 双频圆极化天线在1.825 GHz和2.45 GHz的归一化辐射方向图

1.2 双频整流电路设计

双频整流电路由匹配网络、整流器、直通滤波器和负载RL组成。

1.2.1 匹配网络设计

本文设计了一个匹配网络来匹配GSM-1800和WiFi频段如图6所示，该网络分为2部分。

图6 匹配网络的设计

已知中心频率f1为1.825 GHz，f2为2.45 GHz。partⅠ将匹配网络右侧的电路看成输入阻抗ZinA(f1)和ZinA(f2)，使用传输线TL1使ZinA的实部几乎恒定，而虚部在两个工作频率下共轭，即Im[ZA(f1)]=-Im[ZA(f2)]。假如传输线TL1可将ZinA转换为阻抗ZA，其特性阻抗为Z1和θ1，则f1和f2处的ZA可表示为：

通过以上公式可计算出当ZA(f1)=[ZA(f2)]*时的Z1和θ1。

导纳YA可以表示为：

并联一个短路短截线TL2可消除ZA的虚部，同时保持其实部不变。TL2的特性阻抗为Z2和θ2，可通过以下公式获得：

利用part I的配置消除了ZinB的虚部，只留其实部。

PartⅡ由一个传输线TL5和一个Π 型网络组成，其设计是为了拓宽双频带整流器GSM-1800频段的带宽。将虚线框中Π 型网络等效为传输线TL6，TL6在两个工作频率下具有相同的特性阻抗Z6和θ6。可通过分别构建TL7和Π 型网络的ABCD矩阵获得TL3和TL4的参数[13]。传输线TL6在两个工作频率下将ZinC匹配到50 Ω 的阻抗值。图7是加了Π 型网络和未加之间的对比。从图中可以看出GSM-1800频段明显拓宽，而WiFi频段可保持带宽不变。

图7 Π 型网络对带宽的影响

1.2.2 单阶倍压整流器和直通滤波器设计

双频带整流电路的整流器和直通滤波器设计如图8所示。整流器选择的是单阶倍压整流器，二极管D1、D2为肖特基二极管HSMS-2852。在低功率输入下，该单阶倍压整流器可进行整流增压。直通滤波器由四个短路短截线组成。通常的直通滤波器由电容构成，但是只适用于单频带电路。因为其无法滤除基波和二次谐波分量，会影响整流效率。设计的四枝节直通滤波器可解决这个问题，使TLA短截线谐振于1.825 GHz，TLB短截线谐振于2.45 GHz，TLC短截线谐振于3.65 GHz，TLD短截线谐振于4.9 GHz。由此可以确定直通滤波器的初始结构。

图8 整流器和直通滤波器的结构

2 仿真和测试结果

基于设计的双频圆极化接收天线和带有复杂匹配网络的整流器，通过SMA转换头将整流器和天线直接相连来制造能量采集系统如图9所示。天线尺寸为60 mm×60 mm，整流器的尺寸为117 mm×75 mm。隔直电容选择的是150 pF的村田电容。整流二极管为Avago公司的HSMS-2852型号，封装为SOT-23。负载电阻选择的是1 000 Ω 的环形电阻。整流天线选用的介质板是FR-4材料，其介电常数为4.4，损耗角为0.02，厚度为1.6 mm。

图9 双频段能量采集系统实物图

2.1 双频整流电路的RF-DC转换效率测试

RF-DC转换效率为整流器最重要的一个指标，为整流电路将射频能量转换为直流功率的能力体现。可以通过以下公式计算获得[10]：

其中PDC为输出直流功率，Pin为输入功率，VDC为输出直流电压，RL为负载电阻。

图10比较了单频输入和双频输入时RF-DC转换效率和直流电压随着输入功率变化的曲线。从图中可以看出，输入频率为1.825 GHz时，最大的RF-DC转换效率44%出现在输入功率9.6 dBm时。输入频率为2.45 GHz时，最大的RF-DC转换效率48.5%出现在输入功率为9 dBm时。双频输入功率为7.5 dBm时的最大RF-DC转换效率为53%。比单频输入1.825 GHz时高了9%，比单频输入2.45 GHz时高了4.7%。直流电压趋势都是随着输入功率增加而增大。当输入功率为7.5 dBm时，双频输入所得电压值为1.73 V，比单频输入1.825 GHz和2.45 GHz时分别高0.175 V和0.08 V。因为环境中的GSM-1800和WiFi频段的能量非常小，当双频输入功率为-20 dBm时，RF-DC转换效率也有10%，直流电压为0.032 V。通过以上比较可以得到结论，增加频带来采集环境RF能量是可行的。

图10 RF-DC转换效率和直流电压随着输入功率变化图

2.2 双频段能量采集系统的测试

用一个发光二极管代替整流电路中的负载，将其进行如图11所示的测试。将双频段能量采集系统放置于忙碌的路由器或者被呼叫的手机周围，得到的结果如表1所示。

图11 双频段能量采集系统测试

表1 双频段能量采集系统的实测结果

通过以上的实测可以再次验证，所设计的双频整流天线可采集环境中的GSM-1800和WiFi能量，且采集双频能量的能力比采集单频能量更好。

3 结论

本文提出了一个由双频圆极化天线和双频整流电路组成的双频段射频能量采集系统。双频圆极化天线通过增加寄生贴片和在地面开槽来增大阻抗带宽和轴比带宽，使其带宽涵盖GSM-1800和WiFi频段。基于单阶的倍压整流电路，设计了一个分为两部分的匹配网络使整流电路呈现双频带特性。仿真结果表明，圆极化天线的阻抗带宽为1 GHz～2.6 GHz，轴比带宽为1.78 GHz～1.96 GHz和2.37 GHz～2.59 GHz。设计的双频整流器在双频输入功率为7.5 dBm时的最大RF-DC转换效率为53%，直流电压为1.73 V。将设计的双频段能量采集系统放在路由器和被拨打的手机附近,可点亮一个LED灯实现其能量采集功能。因此，该系统可采集环境中的GSM-1800和WiFi能量。