翁志远，方 杰， 翁志刚 ，程 颖， 龚冬梅

(1.皖西学院电气与光电工程学院，安徽六安 237012；2.皖西学院机械与车辆工程学院，安徽六安 237012)

0 引言

基于高压SiC功率器件的电源系统是一种非常有吸引力的技术途径[1].采用先进的功率开关器件，如15 kV SiC绝缘栅极双极晶体管(IGBT)，以此替代50 Hz配电变压器.可以用更高的频率来减小变压器的尺寸和重量，使电源模块重量轻，易于制造和安装[2].例如，一个50 Hz，2.7 MVA变压器重量超过6 t，并使用大量的铜.研究表明，如果开发并使用20 kHz SiC技术，输出相同功率的电源模块则可能实现减少3倍尺寸和重量.应用SiC功率器件的磁压缩电源模块随着开关频率的提高，设计和实现的关键在于如何使用ZVS和/或ZCS开关技术来减少功率开关损耗上[3-4].

电源模块的结构采用两级式结构，如图1所示.它包含两个环节电能变换过程：提供功率因数校正和无功功率调节的中压(MV)整流器(AC-DC)环节；具有电流隔离和降压功能的DC-DC环节，将高压直流(HVDC)变换为低压直流(LVDC).

图1 电源模块基本结构Fig.1 Basic Structure of Power Module

采用两级配置，可以大大简化系统的复杂度和控制方案，因此，电源系统能够获得更高的可靠性和效率.SiC功率器件电源模块除了电压额定值的提高外，这些器件的开关速度也明显快于商用的6.5 kV Si IGBTs，因此允许电源模块在更高的开关频率下工作.更高的工作频率使高频变压器、电感和电容器的体积减小，从而获得更高的功率密度和更轻的重量.其中电源模块前级整流变换器将中压10 kV配电网转换为高压直流，变换器的结构为三相全控整流电路.功率开关器件拟采用15 kV SiC IGBT.后级将高压直流转变为需要的低压直流，双向DC-DC结构实现电能的双向传输.其中采用双有源全桥(DAB)DC-DC变换器作为双向DC-DC变换环节的核心.DAB是具有ZVS能力的中压隔离DC-DC变换器，其结构简单对称，易于启动和实施过流保护.但是，在轻载条件下ZVS可能会丢失，高的关断电流可能引起高关断损耗，从而降低电源整体效率[5].

1 电源模块的启动方案

对于两级配置的磁压缩电源模块，最简单的一种启动方案就是前文提到的逐级启动，即首先启动整流级、再启动DC-DC变换器.然而，该方案可能导致后级DC-DC变换器的高频变压器的电流相对偏高并且具有大的输入浪涌.本文的重点是研究一种新的启动方案，最大限度地减少高频变压器电流.

对于DAB变换器的传统控制方法是考虑每个桥臂开关死区时间下，采用固定占空比调节.一次侧和二次侧全桥PWM驱动信号相位移动，以调节输出电压，这种控制方式可以被称为移相调制(PSM)[3].然而，这种电压输出控制策略仅限于变换器的稳态运行.在冷启动过程中，PSM会直接将电能从一次侧传输到输出电容器，由于电源给输出电容器快速充电会引起浪涌电流.这浪涌电流可能引起过大的应力和热量，导致DC-DC变换器中的功率开关发生故障.

在启动瞬态期间，变压器电流ir可能过大，将导致高频变压器的磁饱和，以致产生更大的电流.这样就会要求在设计直流变换器时选用应力更大的功率器件以防止损坏.

在启动过程中，DAB变换器的输入电压Vin由整流级控制决定.移相角δ是DC-DC变换器控制器的输出，控制器通常采用比例积分(PI)调节实现.如果PI控制器设计合理，对δ的瞬态变化会快到可以忽略不计.因此，在启动时δ将达到和保持最大值δm，此时变压器电流将达到最大值.

图2(a)给出了整流器软启动过程示意图.整流器首先通过开关器件的体二极管对高压直流侧滤波电容Cin充电，输入串联电阻用于限制充电电流大小.tR1和tR2为通过续流二极管给电容充电的是开始和结束时间.在二极管整流环节结束之后，继电器将断开充电电阻器，并且在tR2时刻使能整流器的闭环控制从而调节电容器电压Vin，在tR3时刻电压达到期望值.

图2 电源模块启动方案示意图Fig.2 Schematic Diagram of Power Module start-up Program

图2(b)所示为DC-DC变换器在整流器启动完成后被启动，Vout线性增加.因此，该方案I可看作逐级启动方法.t11和t21表示DC-DC变换器启动周期的开始和结束时间.

图2(c)所示为提出的电源模块启动方法.该方案II是以受控方式同步启动整流器和DC-DC变换器，可以在整个启动瞬态期间实现ir动态值最小化.t12表示方案中闭环控制的起始时间，t22时刻表示方案的Vout达到额定值，此时δ = δm.δ在从t22到t32的时间内将迅速降低到稳态值.

如果Vin稳定后DC-DC环节被直接启动，ir总是达到峰值后单调递减.其结果表明，方案I的|ir|max是当DC-DC变换器刚启动时在t11处|ir(0)|的值.因此，对于启动方案I，大的初始变压器电流可能导致较大的输入浪涌电流Iin.这是因为在t11处的|ir(0)|使得DC-DC变换器需要大的初始浪涌功率.

然而在整流器启动结束后，通过整流环节将Vin控制为常数，并且还有直流侧大电容Cin的存在能够防止电压快速的变化.为了提供如此大的浪涌功率，DC-DC变换器将承受较大的Iin直流电流.而提出的方案II与DC-DC变换器是同步启动的，|ir|max发生在t22处，|ir(0)|在t12处为零，因此，所提出的启动方案的输入浪涌电流 Iin理论上为零，因为它的初始变压器电流为零.

2 仿真分析

通过仿真对提到的电源模块启动过程的效果进行验证.图3描述了电源模块的控制框图.整流级采用三相双回路D-Q矢量控制系统.分别对输入电压uabc和电流iabc进行D-Q变换，得到d轴、q轴分量.利用d轴电流对Vin进行控制，以q轴电流为零点参考来实现单位功率因数控制.对输入电压进行锁相得到电压输入相位，作为电流控制相位参考.内部电流环D-Q控制结构可参考传统的D-Q控制.

DAB变换器采用固定占空比50%的移相控制，移相角δ作为控制变量来调节输出电压Vout.Vout的控制参考值为(Ns/Np)*Vin，以实现与整流器的同步启动.Np和Ns分别是高频变压器的初级和次级线圈匝数.针对DAB在冷启动时为了控制高频变压器励磁涌流大的问题，可以在启动过程中根据直流母线电压限制移相角δ的大小，实现开机过程的软启动.

DAB电压闭环控制器的控制原理图如图4所示，通过采样变换器输出直流母线的电压，并与电压给定值进行比较，将所得结果作为移相PWM控制的移相角δ的调制信号，最终产生IGBT的驱动信号.其中Gid(s)为系统功率级传递函数，LPFv(s)为电压采样的低通滤波器传递函数，Gvc(s)为电压环的PI补偿器，控制量为移相角δ，Zo(s)是负载阻抗.

在PLECS中建立7.5 kW的电源模块功率级与控制单元仿真模型，输入交流380 V，直流母线电压700 V，输出直流30 V，前级整流模型如图5所示，后级DAB变换器模型如图6所示.

图5 电源模块整流级仿真模型Fig.5 Simulation Model of Power Module Rectifier

图6 电源模块DAB仿真模型Fig.6 Simulation Model of Power module DAB

电源模块整流级的启动过程方案拟定为启动后通过串联电阻抑制电容充电电流，在0.03 s将限流电阻短路，0.05 s启动整流级闭环控制环节.分别将整流级的直接启动、限流电阻启动和设定的启动方案进行了仿真，启动过程的仿真结果如图7所示.可以看出由于给直流母线滤波电容充电，直接启动时直流母线电流Idc瞬时达到了100 A，直流母线电压迅速达到700 V，交流输入端也产生了很大的浪涌电流.串联限流电阻启动能够很好的抑制浪涌电流，由于电阻分压使得直流母线电压低于额定值.拟定的启动方案首先限流电阻启动，在t1时刻短路限流电阻，t2时刻滤波电容充电完成，t3时刻启动整流级闭环控制，调节直流母线电压达到额定值，启动过程中电压和电流变化平稳，浪涌电流得到有效的抑制.

图8(a)和(b)给出了DAB变换器启动方案I与方案II的仿真结果，图中分别对两种启动方案的输出电压Vout与高频变压器电流Ir的仿真波形进行了对比.方案I采用分级启动，可以看出由于启动开始时输出电压为零，在闭环控制作用下DAB变换器控制变量移相角δ达到最大值，使得启动电流瞬间达到最大.随着输出电压的升高，控制变量移相角δ慢慢减小，使得的变压器电流与与输出电压稳定在设定值，如图8(a)所示.图8(b)为采用软启动的DAB变换器，由于与前级整流器同时启动，前级整流器为软启动使得直流母线电压Vab逐渐升高.因此后级DAB变换器在启动时控制变量移相角δ即使达到最大值，由于直流母线电压很小，不会产生大的启动电流.同时在启动控制中根据直流母线的电压大小来限定移相角的大小.从仿真波形可以看出在整个启动过程中电流变化平稳，没有大的过冲现象.通过仿真可以验证，与逐级启动方法相比，提出的电源模块启动方法显著提高了启动性能.

3 结论

两级拓扑结构的电源模块，前级PFC整流变换器实现AC-DC变换.后级DC-DC变换器实现直流隔离降压.本文给出了具有最小变压器电流响应的两级电源模块的启动方案，该方案采用可控的方式同步启动整流器和DC-DC变换器，从而实现变压器初级和次级电流动态平衡.通过仿真验证了该启动方法能够在不增加成本的情况下，实现高频变压器电流最小化，抑制了输入浪涌.