鲁 帆，孙 彪，邓 畅，康小克

(1.中国船舶重工集团公司第七二三研究所，江苏 扬州 225101;2.成都中科天御通信技术有限公司，四川 成都 610000)

0 引 言

在现代通信、雷达及电子对抗领域中，固态功率放大器的应用范围越来越广泛，发射机系统对功率放大的输出功率和频率带宽要求也越来越高，因此，设计低功耗、高稳定功率输出的固态功率放大器尤为重要。然而由于半导体自身物理特性的影响，相对于真空器件，单只固态功率管芯片输出功率有限[1-3]，且随着频率和带宽增加，单功率芯片的输出功率也会明显减小，无法满足电子系统的大功率需求。采用功率合成技术，将若干分立芯片功率矢量叠加，再实现大功率输出。

随着系统指标越来越严格，针对宽带大功率放大组件，除了要求发射功率更高以外，带内杂散、谐波以及静噪等相关指标要求也越为苛刻。通过多级放大和均衡电路设计，将输入信号逐级稳步放大(避免功率深度饱和)，可以有效降低静态噪声。为了提高输出功率和合成效率，利用数字预失真(DPD)可以改进功率放大器的线性度[4]，如F类或F-1类[5-6]高效率功率放大器。而此类放大器需要奇次谐波和偶次谐波的开路或短路条件(频率已知)，很难实现宽带设计，对于谐波指标，特别是超宽带带内谐波，更是无法抑制。因此，本文提出一种新的设计方法设计功率放大器，可以实现超宽带二次谐波抑制要求。

1 实现原理

一般情况下，二次谐波和三次谐波对功率放大器的输出功率和效率有较大的影响，更高次谐波阻抗对功率放大器的性能影响相对较小，而过多考虑谐波影响会增加设计电路的复杂度，但对性能的改进较小。因此，本文只针对二次谐波抑制进行分析和设计。

传统的功率放大器二次谐波调谐电路如图1所示，调谐电路由微带低通滤波电路、1/4波长线和切换开关电路组成。由于λg/4微带线对基波和奇次谐波是开路，对偶次谐波是短路，设置微带电路L的长度为λg/4，优化匹配电路，可以实现二次谐波的最佳反射。然而λg/4只能针对中心和有限窄带内频率有较好的二次谐波抑制，针对超宽带设计电路，很难保证所有频点都实现二次谐波阻抗匹配。为了解决这个问题，有人提出功放工作频率分段并增加匹配电路的方式实现频率的谐波抑制[7-10]，而这种方法能够拓宽的频率带宽有限。

图1 传统二次谐波调谐电路

本文提出一种覆盖6～18 GHz的超宽带谐波调谐的方法，通过镜像电桥实现二次谐波调谐，实现功放功率的高效输出。

由文献[11]可知，耦合电桥和放大器都可以等效成四端口网络，其传输矩阵分别如下：

90°耦合电桥，其传输矩阵为：

180°耦合电桥，其传输矩阵为：

对于基波信号，放大器近似传输矩阵为：

式中：G为基波信号的增益系数。

对于二次谐波信号，90°和180°耦合电桥对应放大器近似传输矩阵为：

利用传输矩阵相乘得到的合成电路等效总矩阵，可以求得不同电桥对应的基波和二次谐波。

假设射频信号为：

P0=A1e-j1(ωt+φ)+B1e-j2(ωt+φ′)

(1)

式中：A1e-j1(ωt+φ)为基波功率；B1e-j2(ωt+φ)为二次谐波信号；ω为频率周期；φ和φ′分别为基波信号和二次谐波信号的初始相位。

如图2所示，射频信号经过功率合成网络输出变为：

P1=A2e-j1(ωt+φ)+B2e-j2(ωt+φ′)

(2)

图2 传统功率合成电路

图3 基于90°电桥电路设计

如图3所示，利用负载匹配耦合四端口网络的某一输入端口，射频信号经过另一输出端口进入90°电桥后，直通端输出的射频和二次谐波信号没有变化，可用式(1)表示；耦合端输出射频和二次谐波信号则变为公式(3)[11]：

P1′=A3e-j1(ωt+φ+90°)+B3e-j2(ωt+φ′+90°)

(3)

直通端和耦合端输出信号经过放大电路传输至镜像耦合四端口90°电桥，可以得出电桥输出端口1的射频和二次谐波信号变为：

P2=2A4e-j1(ωt+φ+90°)+2B4e-j2(2ωt+φ′+180°)

(4)

输出端口2的射频和二次谐波信号变为：

P3=2B4e-j2(2ωt+φ′)

(5)

同理，如图4所示，针对同一射频信号输入，若更换为镜像四端口180°电桥，则可以得出电桥输出端口1的射频和二次谐波信号变为:

P4=2A5e-j1(ωt+φ+180°)

(6)

图4 基于180°电桥电路设计

输出端口2的射频和二次谐波信号变为：

P5=2A5e-j1(ωt+φ)

(7)

从公式(1)～(7)可以看出，与传统功分合成电路比较，利用90°镜像耦合电桥，可以理论上实现3 dB的谐波抑制；利用180°镜像耦合电桥，可以理论上实现无穷大的谐波抑制。

2 仿真计算

针对上述公式推导得出的结论，通过ADS仿真软件进行仿真计算，如图5所示。建立传统功率合成网络仿真模型，设定输入射频信号频率6 GHz，功率为0 dBm，合成支路放大器增益10 dBm，输出P-1为5 dBm。

图5 传统功率合成网络仿真模型

如图6所示，合成网络输出口对应基波6 GHz的功率为6.16 dBm，二次谐波功率为-4.44 dBm。

如图7所示，针对上述同样输入，利用90°镜像耦合电桥替换功分合成网络。仿真结果如图8所示，可以看出，输出基波信号功率不变，二次谐波功率由-4.44 dBm变为-7.45 dBm，调谐抑制3 dB，与理论公式推导结论吻合。

图6 传统功率合成网络仿真结果

同理，如图9所示，针对上述同样输入，利用180°镜像耦合电桥替换功分合成网络。仿真结果如图10所示，可以看出，输出基波信号功率不变，二次谐波功率由-4.44 dBm变为-329.6 dBm，调谐抑制接近无穷大，与理论公式推导结论吻合。

3 实测分析

针对上述模型，搭建实物平台测试，如图11和图12所示。

图11为传统功分合成电路，利用1对功分器(黑色)和限幅放大器搭建测试模型，其中2～18 GHz功分器的插入损耗为7 dB，2～12 GHz限幅放大器饱和输出功率为3±1 dBm(-50～-20 dBm输入)。如图12所示，利用1对90°镜像电桥和限幅器搭建测试平台，2种电路分别利用信号源输入频率2 GHz,功率-30 dBm，频谱分析仪测试输出结果(-10 dB衰减匹配)如表1所示。

表1 2种电路实测数据

图7 90°耦合电桥功率合成仿真模型

图8 90°耦合电桥功率合成仿真结果

从表1可以看出，相对于传统电路，基于90°镜像耦合电路可以实现2.6 dB的二次谐波抑制，符合理论推导计算。

4 结束语

本文提出一种基于镜像耦合电桥的功率合成电路二次谐波调谐的方法，通过理论和仿真计算得出结论，即90°镜像耦合电桥可以实现3 dB的谐波抑制；180°镜像耦合电桥可具备无穷大的谐波调谐能力。基于现有的耦合电路和放大器搭建实物测试平台，实测结果表明90°镜像耦合电桥可实现2.5 dB谐波调谐，进一步验证了上述结论。此方法对宽带功率放大器合成效率和谐波抑制指标有较明显的提升，这为设计超宽带空间或平面功率合成实现大功率输出要求的放大器有非常重要的意义，也为大功率放大器的工程应用奠定了基础。

图9 180°耦合电桥功率合成仿真模型

图10 180°耦合电桥功率合成仿真结果

图12 90°耦合电桥实测平台