秦福祥

（国网河南省电力公司鹤壁供电公司，河南 鹤壁 458030）

0 引言

目前，风力发电等可再生能源和化石能源相比已经具有一定的成本竞争力[1-2]。由于风廓线更加稳定，风力条件更加强劲和一致，海上风电场可以获得比陆上风电场更高和更稳定的功率[3-4]。高压交流电网和HVDC（高压直流）电网是海上风电场接入输电系统的两种主要方式。考虑到输电系统的功率损耗和稳定性，高压直流电网是一种更具发展潜力的技术，在海上风电场中具有广阔的应用前景[5-8]。目前我国已经有多条±800 kV 和一条±1 100 kV 特高压直流输电工程。可以预见，在未来HVDC 输电技术也将应用于远海风电系统中[9-10]。

在HVDC 传输的基础上采用中压直流汇集，可进一步采用中高频变压器，代替传统交流汇集系统中笨重的工频变压器。而作为中压直流汇集系统的关键组成部分，中压大功率直流变换器是实现直流汇集的核心设备。随着风机输出电压的不断增长，要求变换器输入侧开关管具有更高的电压应力。因此，可采用开关电压应力仅为一半输入电压的三电平直流变换器[11-13]。

软开关技术被广泛应用于三电平直流变换器，以减少开关损耗，特别是在中高压大功率应用场合中，传输效率尤为重要。因为MOS 管存在较大的寄生电容，较容易实现的是MOS 管的零电压开关[13-14]。然而，在传统的移相控制中，当负载波动时，滞后桥臂中的MOS 管零电压开关范围窄，轻载下容易丢失零电压开关特性。另外，IGBT 因其较强的耐压通流能力，在大功率场合更受欢迎。而对IGBT 而言，实现零电流开关可以减少开关管关断时电流拖尾效应造成的损耗[15]。

本文提出了一种采用PWM（脉宽调制）的三电平直流变换器。该变换器具有一个主变压器和一个辅助变压器，且二者的副边绕组是直接串联的，从而保证了两个变压器原、副边绕组电流具有完全相同的变化趋势。所提出的变换器可以实现全负载范围内四个主开关管的零电流开通和关断及副边整流二极管的零电流关断，因此显著降低开关损耗和提高传输效率。输出侧采用倍压整流电路，为输出容性滤波，避免了高压电感的使用及其制造方面的难题。

1 三电平直流变换器拓扑及其工作原理

本文提出的三电平直流变换器主电路拓扑如图1 所示，主要由两个输入电容Cin1和Cin2、6 个开关管Q1—Q6、两个箝位二极管Dc1和Dc2、漏感Llk、两个变压器Tr1和Tr2、两个整流二极管DR1和DR2及两个输出电容Co1和Co2组成。其中，Cn1和Cin2，Q1—Q4，Dc1和Dc2、Llk及Tr1原边绕组组成传统的中性点箝位型三电平结构；辅助结构则包括Q5，Q6，Tr2的原边绕组。

图1 三电平直流变换器

本文所提变换器的关键波形如图2 所示。其中，Q1和Q2的驱动波形完全一致，Q3和Q4的驱动波形完全一致，且Q3和Q4滞后Q1和Q2半个开关周期。辅助开关管Q6和Q5则采用PWM 控制，其中Q6与Q1同时开通而Q5与Q3同时开通。由于变换器工作原理的对称性，本文将只分析变换器在前半个开关周期内的3 个工作模态，各模态的电流通路如图3 所示。

（1）模态1[t0，t1]：在t0时刻，Q3和Q4是零电流关断，零电流开通。能量分两路传输至负载侧：第一路通过Q1，Q2，Tr1以 及整流二极管DR1由Cin1传送到负载；第二路通过Q1，Q2，Tr1，Q6以及整流二极管DR1由输入电压源Vin传送到负载。具体的电流通路如图3（a）所示。本模态中，Tr2副边端电压为N2Vin，因此，Tr1副边端电压为Vo/2-N2Vin，且Llk的端电压vLlk可表示为：

图2 变换器的典型波形

图3 各模态的电流通路

式中：N1和N2分别为Tr1和Tr2的升压比。

通过合理地设计变压器变比，可满足vLlk在本模态为正常数，如图2 所示，所以漏感电流也即Tr1的原边电流ip1会线性增加，根据式（1）可得：

因为Tr1和Tr2的副边绕组是直接串联的，两个变压器的原边电流应该具有相同的变化趋势，所以流经整流二极管的电流iDR1和Tr2的原边电流ip2也是线性增加的。因此，由变压器变比关系可得式（3）和（4）

（2）模态2[t1，t2]：由图2 可知，ip1，iDR1，ip2在t1时刻达到最大值，此时，将Q6关断。关断Q6之后，ip2通过Q6的反并联二极管、Q1，Q2，Tr2的原边续流，而ip1和iDR1的电流通路保持不变，与模态1 中的一致。具体的电流通路如图3（b）所示。因此，Tr2副边端电压为零，Tr1副边端电压上升为Vo/2，vLlk可表示为：

通过合理地设计变压器变比，可满足vLlk在本模态为负常数，如图2 所示，所以ip1满足式（6），而iDR1和ip2仍然分别满足式（3）和（4）。

（3）模态3[t2，t3]：本模态具体的电流通路如图3（c）所示，主电路停止工作。其中，ip1，iDR1，ip2在t2时刻同时下降为零，并保持为零不变，DR1则是零电流关断。另外，在t3时刻零电流关断Q1和Q2，同时零电流开通Q3，Q4和Q5。由于在此之前的模态2 中Q5两端的电压已经被其反并联二极管箝位为零，见图3（b），所以Q5实际上是零电压、零电流开通的。

综上所述可知，Q1—Q4能实现零电流开通和关断，Q5和Q6能实现零电压、零电流开通和小电流关断。

2 变压器变比设计

因为所提直流变换器中传统三电平结构能实现零电流开通和关断，所以应使其传输绝大部分功率。为此，需要对变压器变比进行分析设计。根据变换器结构的对称性和前后半开关周期工作原理的相似性，本文将只分析半个开关周期内的能量传输情况。

前半个开关周期变换器传输的总功率Pall可以表示为：

式中：fs为开关频率。

传统三电平结构传输的功率（也即Tr1传输的功率）为：

显然，当Vin和Vo确定时，传统三电平结构传输的功率占总功率的比例与N1成正比，且与N2无关。当取Vo=10Vin，可得如图4 所示的PTr1与Pall的关系曲线。可见，PTr1/Pall会随着N1的增大而增大，这意味着N1应被设计得足够大从而保证传统三电平结构传输的能量远大于辅助电路。

图4 功率分配与N1 的关系曲线

3 实验结果

为了验证所提出的三电平零电流开关直流变换器的工作原理，在实验室搭建了一套输入电压为300 V、输出电压为1 500 V、额定功率PN为1.5 kW、开关频率为5 kHz 的原理样机，其中N1和N2分别为4.5 和0.5，漏感Llk大小取47 μH，电器Cin1和Co1大小分别为300 μF 和8 μF。同时，为了验证不同负载下本文所提直流变换器的零电流软开关性能，进行了满载和半载两组不同的实验。

首先，图5 和6 是满载下的实验结果。根据图3 以及第一节中的模态分析可知，Q1和Q2的驱动脉冲、电压和电流波形均完全一样，因此满载只给出了Q1的实验波形，如图5 所示。可见，在满载下，Q1关断之前其电流就已经下降为零并且保持不变，显然Q1关断时实现了零电流；而在Q1开通时，其电流是从零开始慢慢上升的，并且Llk限制了电流上升的斜率，所以Q1也可以认为是零电流开通。总之，Q1在满载下也实现了零电流开通和关断。图6 则给出了满载下Q6的驱动脉冲、电压和电流波形，显然，Q6开通时其电压为零，而其电流的变化趋势和Q1的电流的变化趋势完全一致，即也是从零开始慢慢上升的。因此，Q6实际上实现了满载下的零电压、零电流开通。

图5 满载下Q1 的驱动脉冲、电压和电流波形

图6 满载下Q6 的驱动脉冲、电压和电流波形

其次，图7 和8 给出的则是半载下的实验结果。类似地，如图7 所示，半载下也只给出了Q1的驱动脉冲、电压和电流波形。可见，与满载下的结果相似，半载下的Q1在关断之前其电流也已经下降为零并且保持不变，实现了零电流关断；而在Q1开通时，其电流是从零开始慢慢上升的，并且Llk限制了电流上升的斜率，所以Q1也可以认为是零电流开通。总之，Q1在半载下也实现了零电流开通和关断。图8 则给出了满载下Q6的驱动脉冲、电压和电流波形，显然，Q6开通时其电压为零，而其电流的变化趋势和Q1的电流的变化趋势完全一致，即也是从零开始慢慢上升的。因此，Q6实际上实现了半载下的零电压、零电流开通。

图8 半载下Q6 的驱动脉冲、电压和电流波形

根据本文变换器拓扑和工作原理的对称性并综上所述可知，实验结果说明了4 个开关管Q1—Q4实现了零电流开通和关断，2 个辅助开关管Q5和Q6则实现了零电压、零电流开通。

4 结论

基于海上风电的中压直流汇集系统，本文提出了一种基于传统中性点箝位型三电平电路的新型零电流开关直流变换器，通过2 个辅助开关管的斩波控制实现了传统中性点箝位型三电平电路中所有开关管的零电流开通，且辅助结构中的两个开关管实现了零电压、零电流开通。传统中性点箝位型三电平电路传输的功率比例只与主变压器的匝比有关，且成正比例关系。基于搭建的实验室原理样机，进行了满载和半载两组不同的实验，结果验证了本文变换器工作原理的可行性和宽负载范围内的软开关特性。