王绍权，江 浩

（中国电子科技集团第十三研究所，河北 石家庄 050051）

0 引 言

同相和正交调制器（简称IQ正交调制器）是5G发射器中的关键器件之一，提供了一种便利的方式将数据位或符号调制到射频载波上。然而，IQ正交调制器却可能以特有的方式降低信号的保真度，此效应可能在调制过程中降低发射信号的质量，导致接收端的误差矢量幅度（EVM）增大，导致比特误差率（BER）增大。因此，主要探讨一种校正IQ正交调制器缺陷以提高射频信号保真度的方法。典型的无线发射器框图如图1所示[1-2]。

图1 典型无线发射器框图

直接变频发射机的系统可表示为：

系统结构由低通滤波器、IQ正交调制器、可变增益放大器、射频滤波器和功率放大器组成，特点是直接将基带I/Q信号调制到射频载波频率，省去了外接的中频滤波器，提高了系统的集成度，降低了系统功耗和成本。

1 IQ调制器的边带抑制和本振泄露

图2是理想正交调制器的功能描述，可见理想情形下在调制器的输出端不存在其他不需要的本振信号和边带信号[3]。

图2 理想正交调制器功能图

在实际系统中，由于调制误差和基带offset的存在会导致调制系统的非理想效应，本振泄露和边带抑制都会恶化，功能框图如图3所示。

图3 带有非理想效应的正交调制系统

其中，想要的正交调制器的射频输出、正交调制器的本振泄露以及由正交调制器的非正交性导致的不想要的边带信号分别为：

为了获得单边带频谱，通过低频正弦和余弦信号驱动I和Q输入，即基带信号为正交信号。图4的频谱是基带信号与LO混频的结果。单边带频谱的主要组成成分为：（1）下边带，如果IQ调制器不存在缺陷，这是观察到的唯一频谱组分，即基带正弦信号和余弦信号与两个正交LO信号相乘和相加的结果；（2）无用上边带，这种无用组分来自I和Q信号通道之间的增益、相位不平衡以及LO正交不平衡；（3）无用LO泄露，LO泄露源于I失调和Q失调或LO直接寄生泄露到IQ调制器输出。

图4 单边带频谱示意图

图5是边带抑制与I/Q增益不平衡和正交不平衡的关系。可以看出，1°正交相位误差加上0.5 dB I/Q增益不平衡，将导致-30 dB单边带抑制。若非同时改善增益不平衡，仅改善正交相位不平衡对边带抑制毫无影响。

图5 调制误差与边带抑制的关系

2 提高调制精度的电路设计

2.1 调制精度的影响

载波泄露源于差分基带输入端上的微小直流失调。在I/Q调制器中，非零差分失调与LO混频产生RF端的载波泄露。此外，LO输入端的部分信号功率直接耦合至RF输出端（由于键合线间耦合或通过硅基板耦合所导致的）。RF输出端的净载波泄露是这两种效应产生的矢量组合作用在输出端信号上的结果。因此，可以通过将直流电流（正电流或负电流）与I和Q通道相加，实现载波泄露调零，有效提高了载波抑制的指标[4]。

边带抑制源于I和Q通道之间的增益和相位缺陷，边带抑制还源于产生正交LO信号的正交误差。RF输出端的净干扰边带信号是这些效应产生的矢量组合作用在信号上的结果，因此可以在正交移相网络后加入相位修正单元与本振限幅放大器，分别对LO信号的相位及幅度进行修订，从而提高正交调制器的边带抑制指标。

2.2 边带抑制的优化设计

对于直接上变频正交调制器来说，边带抑制恶化源于正交LO信号的增益和相位误差。为了提高镜像抑制混频器的边带抑制指标，提高正交移相网络的移相精度，该方案采用边带抑制调零技术，对正交移相网路移相后的本振信号做相位修正。相位修正单元原理如图6所示。

该电路中采用了可变电容。可变电容拟采用变容二极管实现，通过改变变容二级管两端的电压差，改变变容二极管的电容值。可变电容电路原理如图7所示。

如图7所示，VC为一个可编程的直流电压，可通过改变VC的电压值实现变容二极管电容的改变。可编程的直流电压的产生电路如图8所示。

图6 相位修正单元原理框图

图7 可变电容电路原理图

图8 可变电压实现原理图

由图8所示，通过C0、C1、…、CN开关对的控制，实现对P管拷贝电流的重新分配。在保证总电流不变的情况下，电流IP与电流IN的比例按控制信号进行变化，产生可变的电压信号VC1和VC2，进而由VC1和VC2分别控制I和Q通道上的可变电容。

2.3 边带抑制调零前后仿真对比

如图9所示，在边带抑制调零前，仿真得到的该IQ正交调制器的边带抑制为42 dBc。经过边带抑制调零后，得到的边带抑制为53 dBc，如图10所示。可见，该边带抑制的优化电路设计能够大幅度提高边带抑制指标。

2.4 本振泄露的优化设计

图9 边带抑制调零前

图10 边带抑制调零后

该设计采用的宽带镜像抑制混频器核心原理如图11所示。其中：PNP1、NPN1及R4、R5、R6组成镜像抑制混频器的跨导级；NPN2为开关对管，LOIP、LOIN、LOQP、LOQN为由频率合成器产生的本振信号经移相网络产生的宽带正交本振信号；L1与R1组成镜像抑制混频器的宽带负载，电感的作用是补偿高频信号增益。

图11 IQ正交混频器核心原理图

载波泄露源于差分基带输入端上的微小直流失调。在I/Q调制器中，非零差分失调与LO混频产生RF端的载波泄露。如图11所示，该镜像抑制混频器采用了载波泄露调零技术[5]。在I和Q通道上各加入一个LO NULLING单元，该单元为一个可编程的直流电流，调整I和Q通道上的差分基带输入电流的直流失调，以此达到调零射频输出端的一切载波泄露的目的。可编程直流电流产生电路原理如图12所示。

图12 可编程直流电流产生电路

由图12可以看出，该单元的总直流电流值由IB决定，且总直流电流的大小直接决定了直流失调可调整的范围。通过C0、C1、…、CN开关对的控制，对总直流电流向DCP、DCN端分配，开关对的个数直接决定了直流失调调节的精度。

2.5 本振泄露调零前后仿真对比

如图13所示，在载波抑制调零前，仿真得到的该IQ正交调制器的载波抑制为42 dBc。经过边带抑制调零后得到的载波抑制为58 dBc，如图14所示。因此，该载波抑制的优化电路设计能够大幅度提高载波抑制指标。

图13 载波抑制调零前

图14 载波抑制调零后

3 结 论

通过对IQ正交调制器原理的分析，找出导致调制器调制误差的原因，即直流失调与正交信号的正交误差导致调制器边带抑制和载波抑制指标的恶化。此外，提出一种电路来优化调制器的关键指标，通过对正交信号进行直流失调和相位误差的校正，优化IQ调制器的调制精度。