凌垦丁，李 冉，陈哲达，叶德信*，冉立新，董亚洲，董士伟*

(1.浙江大学应用电磁波研究实验室，杭州 310027；2.西安空间无线电技术研究所，西安 710000)

0 引言

本文内容旨在研究可接收任意线极化方向电磁波的整流天线结构。任意方向的线极化波正交分解出的x方向分量和y方向分量是不一样的，变化很大，整流部分中整流二极管是功率敏感的器件，设计的整流电路只能在特定的功率下才能获得较高的转换效率，用双线极化直接接收任意方向的线极化波，总体整流效率会非常低。在该项研究中，在整流电路前面引入了定向耦合器，实现了功率的再分配，使得在恒定的入射电磁波功率密度下，输入到两路整流电路的微波能量是一定并且相等的[1-3]。

1 全极化方向的微波能量接收

1.1 能量接收和整流部分的设计与优化

能量接收与整流部分的原理图如图1(a)所示[4-6]。

(a)

(b)图1 (a)能量接收与整流部分原理框图，(b)谐振单元阵列，功率合成网络，整流电路Fig.1 (a) Functional block diagram of energy receiving and rectification,(b) Array of resonant cell, power synthesis network, rectifier circuit

由双线极化天线吸收能量，x方向分量与y方向分量的微波能量分别由两个射频功率合成网络进行合成，合成后的垂直极化部分的能量输入到定向耦合器的1端口中，合成后的水平极化部分的能量输入到定向耦合器的2端口中，90°定向耦合器对端口1和端口2输入的微波能量重新分配。任意线极化方向的电磁波可以分解为垂直极化方向与水平极化方向的电磁波，两者是等相位不等幅度的，所以端口1和端口2的微波分量时等相位不等幅度的，90°定向耦合器将等相位不等幅度的微波分量重新分配为等幅度不等相位的微波分量，分别在端口3和端口4输出。另外，左旋圆极化波和右旋圆极化波都可以分解为垂直极化与水平极化方向的电磁波，幅度相等，只是相位相差了分别90度与-90度，经过定向耦合器之后，左旋圆极化波只在3端口有输出，右旋圆极化波只在4端口有输出。整流电路根据输入功率优化设计，将射频转换为直流，最终传递到负载。

在S波段选取工作频点2.35GHz，在全波仿真软件CST Microwave Studio中设计了正方形双线极化周期阵列结构模型，谐振单元如图2所示。基板采用Rogers RO4350B，周期单元基板的边长为50mm，单元贴片边长为31.2mm，每个单元的偏上位置的端口吸收垂直极化方向的电磁波，偏左位置的端口吸收水平极化方向的电磁波。考虑到多个单元微波能量的合成，在周期阵列结构的背后设计了功率合成电路，每个单元谐振结构接收的能量通过金属过孔进入到背后的功率合成电路[7]。

图2 谐振单元结构图Fig.2 Structure diagram of resonance unit

在整流电路参数优化之前，先对制作的能量接收面板实物进行了实验测试，在微波暗室中测得表面最大吸收的频率为2.325GHz左右，输入功率为18mW。基于测试结果进行整流电路的优化设计，在Advanced Design System中，结合HSMS2828的SPICE参数模型，逐步优化出源阻抗Zs、桥式整流电路的旁路电容C和负载电阻RL，获得2.325GHz附近处，输入功率密度为0.1mW/cm2条件下，整流电路的最大整流效率。仿真结果表明，在旁路电容C=10pF，负载电阻RL=2kΩ，功率源的源阻抗为36.5Ω+j136.043Ω时，整流电路达到最大效率，为69.1%。最大整流效率处，功率源的源阻抗与定向耦合器的输出阻抗是不匹配的，在Advanced design system中设计匹配电路，实现定向耦合器与整流电路的阻抗匹配，以及检波二极管高次谐波的抑制[8]。

1.2 无线能量接收表面实验测试

接收表面与整流电路通过SMA头相连接，将实验待测样品放置于微波暗室中进行各项指标参数的测量。实验装置的摆放如图3所示。

本实验使用两种方法来计算整流天线的RF-to-DC能量转换效率，第一种效率计算方法的直流功率根据(VDC12/RL1+VDC22/RL2)算得，整流天线的接收增益Gr根据比较法测量实验得到。然而接收增益Gr的测量容易产生误差，使用了第二种效率计算方法以作对比，如式(1)所示：

(1)

PRF1与PRF2为功率计直接测量得到的接收天线两个端口的输出功率，PDC的计算与第一种方法中的一致。大多数文献认为RF-to-DC转换效率等于输出直流功率PDC与天线接收到的微波功率PRF之比，这种方法求解的效率值更接近这一定义。为了验证该整流天线在接收任意线极化入射电磁波时转换效率恒定的特性，需测量各个极化方向下，整流天线实际接收到的微波功率以及输出直流电压值。

图3 能量接收表面的微波暗室实测图Fig.3 Measurement setup of the energy receiring surface

整流电路板与能量接收表面相连构成整流天线，接收表面背部定向耦合器的两个输出端口与两个独立的整流电路相连，整流电路输出端加载了RL=1kΩ的负载电阻，分别测量负载电阻两端的电压值VDC，根据PDC=VDC2/RL算得直流功率。

图4给出了不同入射电磁功率密度下，整流天线的输出负载两端测得的电压值。通过调整射频信号源的输出功率，产生不同功率密度的电磁波，调整角锥喇叭天线以发射垂直线极化波，频率为2.325GHz。当入射电磁功率密度从0.06 mW/cm2变化到0.29 mW/cm2时，上方输出负载电阻上的直流电压从2.05 V变化到5.01 V，下方输出负载电阻上的直流电压从1.82 V变化到4.75 V，两个输出负载的直流电压不一致有两个原因：其一是由于3dB定向耦合器与功率合成网络的非完全对称性，使得接收表面两个输出端口的输出微波功率不一致；其二是由于加工与焊接等因素，两个整流电路的整流效率存在一些细小差别。

在图4中还给出了仿真得到的电压结果，仿真中的整流电路输入功率依据功率计测量接收天线的两个端口的功率并计算平均值得到，功率值在9 dBm-16 dBm的范围，从图中可以看到实测值与仿真存在一点偏差，在0.15mW/cm2功率密度处，仿真值、上方负载电压、下方负载电压分别为3.83V、3.62V、3.44V。

图注：Up表示上方端口的输出功率，Down表示下方端口图4 整流天线输出负载电压的实测值与仿真值比较Fig.4 Comparison of the measured and simulated values of the output load voltage of the rectifier antenna

图5展示了两个输出负载的直流电压(a)与直流功率(b)随入射波极化角度的变化。在图5(a)中，当极化角度从0度变化到180度(步进为15度)时，上方负载输出电压先变大，在90度达到最大值，而后逐渐变小，平均值为3.46 V；下方负载输出电压在30度时最大，而后逐渐变小，在120度达到最小，再后面逐渐增大，平均值为3.52 V；两条电压曲线呈正弦形状，峰峰值分别为0.34V与0.27V。依据PDC=VDC2/RL计算得到输出直流功率如图5(b)所示，直流功率与电压的曲线形状类似，都是正弦形状，上、下方负载直流功率的峰峰值分别为2.36 mW与1.80 mW，平均值分别为11.98 mW与12.34 mW。

整流天线RF-to-DC转换效率采用两种方法进行计算，第一种方法基于如式(2)所示：

(2)

其中，VDC1与VDC2分别表示上、下整流电路的负载电压，RL1与RL2为负载阻值；Gt为角锥喇叭发射天线的发射增益，在工作频率2.325 GHz处为8 dB；Gr为整流天线的接收增益，由实验测量得到；Pt为发射功率，根据射频信号源的输出功率(-1.2 dBm)加上功率放大器的增益(37 dB)，再减去馈线损耗(0.95 dB)而得到；λ为工作波长；r为发射天线与接收整流表面之间的距离(1 m)。

(a) 负载电压

整流天线的接收增益Gr根据比较法测量获得，把标准增益天线A作为发射端，待测接收表面与标准增益天线B先后作为接收端(根据天线的互易原理也可以对换收发端)，使用标量网络分析仪测量待测表面的S21，并与标准增益天线B的S21作比较，待测接收表面的增益Gx依据式(3)求得：

Gx=Gs+(Px-Ps)

(3)

其中，Gs为标准增益天线B的增益(16.65 dB)，Px与Ps分别为待测接收表面与标准增益天线B的S21。实验测得Px为7.141 dB，Ps为10.35 dB，故待测接收表面的增益Gx为13.441 dB。

将上述测得的增益代入公式(2)中，计算得到的效率如图6中的蓝色虚线所示。

根据公式(2)计算效率时，发射天线的发射增益Gt、功率放大器的增益与接收表面的接收增益Gr容易引入误差，可能会存在一定的误差；并且，当线极化角度变化时，接收天线两个端口的输出能量存在波动，然而该效率计算方法中的分母PRF为一恒定值，无法反映出输入微波能量的波动，由此带来误差。于是又使用第二种计算方法来计算整流天线的RF-to-DC能量转换效率，参照公式(1)，由功率传感器测得的接收天线两个端口输出功率PRF1与PRF2，求和得到PRF，最终算得的效率如图6中的实线所示。

图注：实线为根据公式(1)算得的效率，虚线为根据公式(2)算得的效率图6 整流天线转换效率随线极化角度的变化Fig.6 Rectifying antenna corversion efficency changes with linear polarization angle

图6可以表明当极化角度从0度变化到180度时，依据第一种计算方法(公式(2))，整流天线的能量转换效率随线极化角度上下波动，变化幅度较大，最高为55.44 %，最低为52.46 %，均值为54.17 %；而根据第二种计算方法，整流天线的能量转换效率在均值为57.74 %附近小幅变化，最高为58.13%，最低为57.23%。两种计算方法的平均差值约为3.57 %，由于极化角度变化时，依照公式(2)计算方法，分母PRF为恒定值，并不能反映输入微波能量的波动，而公式(1)的方法中PRF直接使用功率计测量，故相对更为准确。综合上述实验测量结果，本文设计的整流天线能够接收任意线极化方向的电磁波，并转换为直流能量在负载端输出。

2 结论

对传统的整流天线架构做了改进，基于双线极化周期谐振结构与定向耦合器，实现任意极化方向微波能量的接收。并将接收到的微波能量在射频波段进行功率合成，再输入到整流电路转换为直流能量，这样提高了整流电路的输入射频功率，进而提高了能量转换的效率。

本设计对任意极化方向的微波能量都有较好的吸收，吸收率在98.4%左右，吸收率随着极化方向变化而发生的变化不超过0.7dB。然而在整流部分的测试中，由于入射功率偏低，整流效率为37.4%，距离仿真效率尚有一定的提升空间。