郭 巍，潘申富，陈敬乔

(中国电子科技集团公司第五十四研究所，河北 石家庄 050081)

0 引言

直接序列扩频通信技术由于具有低功率谱密度、宽频谱、抗干扰、抗多径、低截获概率及能实现多址通信等优点，在军事通信和民用通信中获得了广泛的应用[1-2]。随着使用环境的日益复杂，接收机在干扰环境下的性能成为人们关注的重点和研究热点。在采用直接序列扩频通信体制的无线通信系统中，为进一步提高链路的抗干扰能力，接收端可采用窄带干扰抑制技术消除部分干扰，改善接收信噪比[3-4]。

频域陷波是直扩系统中常用的一种抗窄带干扰措施，频域陷波干扰抑制方法由于其实现简单、效率高，被认为是一种极具潜力的窄带抗干扰策略[5]。文献[6-12]介绍了频域陷波的设计及具体实现方法，文献[13-16]介绍了频域陷波的具体应用。但频域陷波也存在一定缺陷，在切除窄带干扰的同时，也会切除部分信号，带来信号能量损失和信号失真的问题，影响接收性能，因此采用频域陷波时，不但要考虑切除窄带干扰导致的信噪比改善，还要考虑信号能量损失和信号失真导致的信噪比恶化。需要衡量并对比干扰本身和陷波处理二者对性能的影响，从而得出是否陷波的结论。因此，如何有效解决窄带干扰问题成为本文研究的主要目的之一。本文通过深入研究，提出基于选择性陷波的窄带干扰抑制策略，并结合理论分析，给出具体实施方法。针对不同功率的窄带干扰，有区别地进行频域陷波，使通信链路达到优良的误码性能。

1 信号模型

扩频通信方式与其他通信方式的区别在于，扩频系统在传送信号的过程中对信号发送端进行了扩展频谱调制。扩频通信运用伪随机序列调制需要传输的数据，把信号频谱扩展到更宽的频带后再进行传输，因而能达到一定的抗干扰目的。

实际应用中，直扩系统经常会受到其他通信信号的影响和人为干扰，给系统的整体性能带来不利影响，需要采用辅助手段对信号进行处理，以减弱和消除干扰，使系统能够正常工作。

按照干扰频谱宽度与有用信号带宽之间的关系，干扰信号可分为宽带干扰(WBI)和窄带干扰(NBI)。WBI是指干扰所占带宽与扩频带宽可比拟的干扰，包括脉冲干扰、宽带高斯白噪声以及同信道的其他扩频信号。NBI是指干扰所占带宽远小于扩频信号带宽的干扰，包括单音干扰(干扰频率固定或者时变)、多音干扰，窄带高斯噪声以及同信道的数字窄带信号[2]。NBI是众多干扰样式中较为典型的一种，本文仅针对NBI进行具体分析。

直接扩频信号在频域呈现出与白噪声相似的平坦特性，而NBI信号在频域会出现明显的频谱峰值，如图1所示。

图1 窄带干扰频域示意Fig.1 Schematic diagram of narrow-band interference in frequency domain

扩频通信系统中，可以采用不同方法消除NBI，目前常用的抗窄带技术主要有2种：时域抗干扰技术和频域抗干扰技术。时域抗干扰技术通过 FIR/IIR 滤波器和相关器实现干扰抑制，可以对多个NBI进行有效抑制，但时域抗干扰算法需要长时间迭代才能达到稳定状态，无法跟踪快变干扰。而频域抗干扰技术不需要收敛过程，能对快时变干扰迅速做出反应，且对干扰样式不敏感，所以在NBI抑制众多方法中，频域陷波的应用是最普遍的。

2 选择性陷波策略

实际通信环境中，可能会存在多个NBI，而且NBI的功率、谱密度等参数大小不一。这就会面临一个问题：是否所有的NBI都需要切除，切除哪些干扰，对改善链路传输性能才是有益的。为了解决这个问题，需要对频域干扰抑制前后的传输性能进行对比。具体来说，需要对2个方面进行计算和对比：第一，干扰本身带来的信噪比恶化有多大；第二，将NBI所在位置的频谱进行陷波置零后，信号能量的损失和信号失真导致的信噪比恶化有多大。如果在频域切除某一个干扰后，信噪比改善值还不及信号能量损失和信号失真导致的恶化，则这个NBI不需要切除。

本文设计了简便易行的陷波策略，对存在多个不同窄带干扰的信号进行选择性陷波，提高链路误码性能。具体步骤如下：

① 将接收到的混合信号在频域上划分为M个均匀子带(子带为频域切除的最小单位，各子带带宽相同)。理论上子带数量越多越好，为了计算方便，工程上可取32个。

图2 子带排列示意Fig.2 Schematic diagram of sub-band order diagram

③ 通过仿真，获得由干扰切除导致的信号失真所带来的性能恶化ξ。分别仿真切除子带数量1～k时，信号失真导致的性能恶化，得到ξ与切除子带数量k的关系。信号失真大小与切除比例、调制方式及扩频比大小都有关系，具体内容可参考文献[18]中给出的方法和结果。调制方式和扩频比给定后，切除比例越小，失真导致的性能恶化越小；切除比例越大，失真导致的性能恶化越大。

⑤ 利用频域陷波前后信噪比变化公式，即：

(1)

按照以上步骤进行操作，完成频域陷波策略。

λk的具体的推导过程及计算方式如下：

(2)

(3)

信号失真带来的损失用ξ表示，干扰抑制前后信噪比的变化用λk表示，则：

(4)

所以，式(4)可化为：

(5)

3 仿真验证

3.1 子带划分及排序

仿真条件：BPSK调制，512倍扩频，滚降0.15，窄带干扰个数6。有干扰的频谱图如图3所示。将频谱平均分为32个子带，窄带干扰宽度等于子带宽度。仿真计算每个子带功率，FFT点数取1 024，平均次数1 000。然后按照子带功率大小排序。

图3 窄带干扰频谱Fig.3 Narrow-band interference spectrum

3.2 仿真ηk

切除1～k个子带前、后信号的功率比值用ηk表示。式(5)中，λk的第二部分为ηk，ηk的大小与陷波子带数量k有关，随k的增大而增大。

成形滤波器的滚降系数不同，ηk值也略有不同。由文献[18]可知，滚降系数不同不影响后续结果分析。为了分析方便，使频谱形状更方正，文中设定滚降系数α=0.15。子带个数设为32，切除比例限定为小于60%，32×60%≈19，k最大值为19。通过仿真和计算可得ηk与k的关系如表1所示。

表1ηk与k的关系Tab.1 Relationship ofηkandk

k0123456789ηk/dB00.090.250.400.580.740.901.071.251.43k10111213141516171819ηk/dB1.631.832.042.302.502.753.053.353.603.95

3.3 仿真信号失真导致的性能恶化ξ

通过仿真，得出信号失真带来的性能损失ξ。采用参考文献[18]方法，可得信号失真导致的性能恶化ξ与k的关系。在BPSK，512倍扩频条件下，仿真结果如表2所示。

表2ξ与k的关系Tab.2 Relationship ofξandk

k0123456789ξ/dB0.100.100.100.100.100.100.100.100.150.15k10111213141516171819ξ/dB0.150.150.150.150.200.200.200.200.200.20

3.4 陷波后的信噪比增益λk

子带排序完成后，进行子带切除。子带切除个数k依次为1～32，利用式(5)计算信噪比改善值λk，结果如图4所示。由图4可以看出，k为5时，λk的值达到峰值点，说明切除到第5个子带，性能最好。

图4 性能增益与子带个数关系Fig.4 Relationship of performance gain and sub-band number

通过仿真，得出切除不同个数子带的误码率曲线，如图5所示。对比误码率曲线可以看出，性能最好的曲线是k=5的误码率曲线。与上述推断一致，验证了该策略的正确性。

图5 子带切除后的误码率Fig.5 BER of sub-band notched

4 结束语

针对扩频系统中的窄带干扰抑制问题，提出了一种选择性陷波策略，可有效改善链路误码性能。通过研究扩频信号及窄带干扰的频谱特征，对信号子带功率的比较及排序，采用误码性能改善值作为陷波判决依据，制定了对不同窄带干扰信号的陷波策略。该方法避免了门限的阈值设置，克服了阈值设置不当对干扰抑制效果的影响。仿真结果表明，该方法能有效抑制扩频系统中的窄带干扰信号，使链路达到了更好的误码性能，而且适用于不同的窄带干扰情况，具有一定的普适性。