李 培，刘 禹

(中国船舶重工集团公司第七二三研究所,江苏 扬州 225101)

0 引 言

在以信息科学技术为核心的现代化军事战争背景下，敌我双方对电磁信息权的争夺将影响战场的局势，雷达对抗已成为现代战争的一项重要手段[1]。

对舰船、飞机和弹道导弹等加装电子干扰设备，可以有效地保护自身或打击敌方的电磁防御系统，有助于在电磁战争中掌握战场局势。通常，干扰设备需要对接收到的雷达脉冲信号进行可重构、高保真度的存储，经处理分析后再以一定的干扰样式发射，从而实现电子干扰。电子对抗干扰系统中，射频存储模块是至关重要的组成单元，它能够对来自威胁雷达的射频脉冲信号进行复制、存储。在特定的控制时间延迟后再次发射该信号，实现对威胁雷达欺骗式的干扰。然而，考虑到微波频段的模/数转换分辨率受限，仅利用电子手段对复杂的微波雷达脉冲信号进行高保真度存储具有挑战性。数字射频存储(DRFM)是目前针对射频信号存储比较有效的措施[2]。该存储系统的性能取决于存储时间延迟，且所存储的信号不随时间变化。然而缺点是无法同时确保获取宽的瞬时带宽和大的动态范围，因为比特数和采样率越高，处理的数据量越庞大，导致系统本身成本高且更为复杂；另外，模/数和数/模转换速率受限，从而限制了瞬时带宽。

光学技术为上述问题提供了解决措施。对于微波和毫米波调制信号，光波导可作为一种有效的信号延迟介质。光电信号处理具有高时间带宽积的特征，它能突破传统电子信号处理器中的采样速度受限的瓶颈。利用光纤进行雷达脉冲射频信号的延迟存储，即光学射频存储(PRFM)，无需模/数转换，在较长的光学延迟线上传输光学调制信号损耗极低，动态范围广，且它的瞬时带宽(40 GHz)要比DRFM的宽数十倍以上[3]。这些优势使得PRFM能够处理复制工作频段内的任何雷达信号，包括频率捷变信号和脉冲压缩雷达信号。在传统的PRFM模块中，延迟线回路中存在的同频率的光对实际需要的输出调制光信号产生了干扰，限制了最大存储时间以及最终解调后输出脉冲信号的质量。

本文介绍了一种新颖的基于光学移频的PRFM方法，可解决上述缺陷，保证较长的射频存储时间、宽瞬时带宽以及大动态范围。对比讨论了所提出的PRFM相比于传统的PRFM在输出脉冲射频信号方面的优势。通过仿真分析了PRFM的系统性能。

1 光学储频技术

传统的PRFM结构如图1(a)所示。激光光源发射出的连续光波经输入的雷达脉冲信号电光调制之后，进入到光循环延迟线回路。该延迟线主要由光耦合器、光放大器以及一定长度的单模光纤构成。调制光信号以极低的损耗在回路中循环，达到一定延迟时间后，通过回路输出端的一个高速光学开关来控制输出经延迟后的脉冲调制信号。光放大器的作用是补偿系统的损耗，以获得足够多的循环次数来确保较长的储频时间。然而这样的PRFM结构存在着激光辐射谐振问题。当一个射频脉冲调制的光信号进入到光纤回路中，调制信号通过光放大器放大经历一次回路循环后，经光耦合器分路，一部分信号继续在光纤回路中循环，另一部分信号通过光开关选择性地输出。因此，在光纤回路中始终存在着与入射激光同频率的光信号，不断地经过循环放大及损耗。当后续进入的射频脉冲调制的光信号，经过回路一定的时间延迟之后输出时，在光耦合器的出射端会与回路中残留的同频率信号发生谐振。当相位差不为零甚至相差π rad时，会造成输出信号功率的严重衰减，信噪比低，限制了延迟线的稳定性和最终输出射频信号的保真度。

这里提出了一种新型的PRFM结构，如图1(b)所示。在光纤延迟线回路中加入光学频移器，因此调制光信号每经历一次循环都产生一次频移Δf，这样避免了光纤回路中残留信号光的频率与入射光频率相同而发生上述的谐振问题，从而可以实现更多次的回路延迟循环。在延迟回路的输入端加入一光开关，通过脉冲控制光调制的射频脉冲序列进入回路，并在输出端也引入一光学开关控制输出达到所需求的时间延迟后的信号。延迟回路中的电子释放开关可用于将环路中的背景信号释放至环路外，从而减少环路的损耗。开关的控制时序可依据射频脉冲及储频脉冲的输出时序来设定。

图1 传统PRFM与所提出的PRFM对比

2 系统性能分析

2.1 最大存储时间

在PRFM中，输出射频脉冲信号的信噪比(SNR)决定了该系统最大的射频存储时间，起到限制SNR作用的因素包括自滤波效应和回路放大器产生的信号自发的差拍噪声。自滤波效应会导致整个参铒光纤放大器(EDFA)增益谱宽变窄。尽管这样可以抑制放大的自发辐射噪声，但也导致不同波长的光信号通过放大器后具有不一样的幅度值。在设计的PRFM中，射频脉冲在光纤回路中循环若干次，从而自滤波产生，导致EDFA的增益谱变窄，限制总的光循环次数，即对应限制最大存储时间。

通过数学建模分析，得到了经过i次光纤回路循环之后一个射频脉冲信号的SNR表达式，即射频脉冲信号功率PRF与噪声功率Pnoise的比值，如下[4]：

(1)

式中：κ为光纤耦合效率；g为EDFA增益，是光频率f的函数；f0为激光中心频率；ls为频移器的插入损耗；nsp为自发辐射因子；G为放大器增益；hν为光量子能量；W为雷达信号脉冲宽度；T为脉冲重频间隔；B为接收器带宽；Pin为激光光源的功率；lm为光调制器的插入损耗；VRF为输入射频脉冲信号电压值；Vm为光调制器的转换电压。

图2展示了通过仿真计算得到的SNR随循环次数i的变化曲线关系。仿真时参数选取为：κ=0.5，f0=194 THz，ls=0.05，nsp=3.5，G=2，W=0.25 μs，T=0.5 ms，B=200 THz，Pin=3 mW，lm=0.05，VRF/Vm=1，Δf=100 MHz。这里对于EDFA增益函数g，假设满足简单的洛伦兹谱线型[5]。从图中可以观察到，SNR下降到-10 dB时所对应的循环次数约为390，即对应光纤回路内射频存储的时间上限值。

2.2 相位畸变

PRFM中长的射频存储时间对应着调制光信号在光纤回路中经历更多的循环次数，即意味着调制光信号在相当长的一段光纤里传输。由于光信号实际并不是单色的，从而存在着光纤色散问题。假设激光光源的线宽明显要比射频信号带宽小得多，且回路中的光纤具有线性群延迟响应，那么通过光纤之后的射频信号的相位改变量满足[4]：

(2)

式中：τ(f0)为群延迟；f0为光载频；D为光纤色散系数；L为光纤长度；λ为载波波长；c为光在真空中的传播速率；式中第2项对应着由于光纤色散引起的相位畸变。

对该相位畸变项进行了仿真。所选取的参数为：高频微波信号覆盖频率范围为1～18 GHz，单模光纤循环若干次后回路总长为20 km；激光载波的中心波长为1 550 nm。针对不同的色散系数(D分别取0.5、1、5、10和15 ps·nm-1·km-1)下的仿真结果如图3所示。从图中可以观察到：在高频部分，色散引起的相位畸变更严重。对于D小于0.5 ps·nm-1·km-1的单模光纤所产生的相位畸变小于0.1 rad。因此，使用理想的零色散的光纤，可以避免高频微波信号延迟的相位畸变问题，从而可实现更长的储频时间。在实际设计选择光纤时，应充分考虑光纤的色散系数以满足所需要的频段内射频信号最大存储时间工作要求。

图3 不同光纤色散系数下相位畸变与射频频率的关系

3 仿真对比分析结果

通过信号模拟仿真，比较了传统PRFM法和本文所提方法对于射频信号输出的差异，验证了光学移频的有效性。模拟时设定输入的射频脉内信号为幅度为1、频率为10 GHz、基线值为1的正弦波，光学信号为幅度为1、频率为100 THz的正弦波。假设二者初始同相位。图4(a)所示的是经过脉内射频信号调制后的光信号(仅显示一小段时间内)。调制光信号每经过一次光纤回路所产生的相位延迟为(2k+1)π，其中k为整数。在所提出的PRFM中，设置光学频移量为2 MHz。图4(b)和(c)分别为传统法和本文方法中调制光信号经过光纤回路循环390次之后所输出的信号。在图(b)中信号最终为零，是由于光纤回路中若干相同频率的正弦波相互叠加干涉，在满足相互间相位反相时的结果。然而经过本文方法中的光学移频处理，得到如图4(c)所示的不同频率正弦波相互叠加干涉的波形图，可以观察到其仍保持着原始的输入信号的信息，其中外包络信号频率由移频量和循环次数所确定。经解调后，可以恢复复制的射频信号。因此，传统方法会导致输出信号在满足相位条件一定下，出现信号减少的现象。然而本文提出的基于光学移频的方法避免了上述问题，保证了输出信号的高保真性。

图4 传统PRFM与所提出的PRFM传输信号仿真模拟对比

4 结束语

光纤储频作为一种模拟储频技术，运用光纤延迟线能够将电光调制的射频脉冲信号进行完整的延迟存储，在对抗敌方雷达而实施的电子干扰中发挥着重要作用。在传统PRFM基础上，通过在光纤回路中引入光移频器，有效避免了光纤回路中残留信号的光频率与入射光频率相同而发生谐振，导致信号功率下降的问题，从而可以实现更多次的回路延迟循环，保证最大化的储频时间。光纤储频模块所具有的瞬时带宽大、动态范围宽等技术优势，适用于研发同时干扰不同型号不同频段的多目标雷达。