卢建华，郝凯敏，杨文奇，李 飞，贾临生

（1.海军航空大学，山东烟台264001；2.92283部队，上海201900）

在固态变压器[1]、三电平LLC 谐振变换器[2]、双向全桥直流变换器[3]（Bidirectional-Full-Bridge DC-DC Converter，BDC）等开关电源中，常采用移相PWM 波作为驱动信号。BDC由于具有电气隔离好、功率密度高、能量双向流动等特点[4]，广泛应用于航空航天电源[5]、电动汽车、固态变压器等领域。双重移相控制[6]方式对于提高BDC 工作效率[7]有着重要意义，在航空电源方面有着较好的应用前景。双重移相控制方式下，BDC需要4组两两互补、占空比相同、相位不同的PWM波驱动，即4组两两互补的移相PWM波。

在BDC 数字化控制实现过程中，常常采用DSP（Digital Signal Processor）作为控制核心。TMS320-F2812（以下简称F2812）是TI 公司推出的32 位定点DSP 芯片[8]，具有处理速度快、处理精度高、性价比高等特点，常被应用于通信[9]、工业自动化控制[10]等领域。F2812在一般工作方式下时，可以输出相位相同、占空比可调的PWM波。通过合理地控制其内部集成模块，可以输出多组移相PWM波[11]。

1 双向全桥直流变换器及其驱动信号

BDC的拓扑结构如图1所示。S1～S4组成原边侧的全桥电路；Q1～Q4组成副边侧的全桥电路。原、副边全桥由高频变压器连接，变压器匝数比为N ，C1、C2分别为输入、输出滤波电容，当能量正向传输时，直流电压源U1经过原边全桥、高频变压器、副边全桥向负载R 供电[12]。

当变换器工作在双重移相控制方式[13]下时，原、副边全桥同一桥臂上的2 个开关管交替导通。假设BDC工作周期为2Ths，当能量正向传输时，S4（Q4）延迟于S1（Q1）时间为t1，Q1延迟于S1时间为t2。需要指出的是，为了防止同一桥臂上开关管同时导通造成短路，须在同一桥臂上的2 个开关管驱动信号之间设置死区时间。BDC 在双重移相控制方式下的驱动信号如图2 所示，可以看出，BDC 工作在双重移相控制方式下时需要4组两两互补的移相PWM波。

图1 BDC拓扑结构Fig.1 BDC topology

图2 双重移相控制方式下驱动信号Fig.2 Drive signal in dual-phase-shift control

2 DSP生成带死区控制的移相PWM

在F2812 内部集成了事件管理器（Event Manager，EV）模块、通用输入/输出多路复用器（GPIO）模块、以及模数转化（ADC）模块等[14]。其中EV模块主要用于逻辑判断及数据处理；GPIO模块主要用于PWM输出或数字信号采集；ADC 模块主要用于模拟信号采集。F2812 输出PWM 波的性能参数主要由EV 模块设定。

F2812 的EV 模块由EVA、EVB 2 个子模块组成，两者具有相同的内部结构和功能。以EVA为例，其内部具有2个通用定时器，3个全比较单元。每个通用定时器可以产生1路独立的PWM波，每个全比较单元可以产生2 路带有死区控制的互补PWM[15]。利用EVA模块的全比较单元1（输出PWM1，PWM2）、全比较单元2（输出PWM3，PWM4）以及EVB 模块的全比较单元4（输出PWM7，PWM8）、全比较单元5（输出PWM9，PWM10），可以产生4组两两互补且带死区控制的PWM波。

2.1 带死区控制PWM波的实现

为了防止同一桥臂上2 个开关管同时导通[16]，设置死区时间为BDC的半个工作周期Ths的2%，F2812中死区时间的公式为：

式（1）中：m 为死区定时周期寄存器的值；p 为死区定时器预定标因子；tHSPCLK为高速时钟HSPCLK 的时钟周期，高速时钟频率一般取75 MHz。

假设BDC 中的开关频率为10 MHz ，周期为100 μs ，F2812 计数器在连续增/减模式下时，输出PWM的频率为：

式（2）中：TCLK 为定时器时钟脉冲，其值一般取37.5；T1PR 为通用定时器T1 的周期存储器[17]，根据式（2）得出，T1PR 取1 876。

死区时间设置为2 μs，则死区定时周期寄存器m取10，死区定时器预定标因子p 取4。

2.2 移相PWM波的实现

F2812 计数器工作在连续增/减模式下时，输出PWM 波的原理如图3 所示。CMPR 为比较寄存器的值，当计数器与比较寄存器的值相等时，F2812的输出电平跳变。因此，改变比较寄存器CMPR 的值，可以输出占空比可调、相位固定的PWM波。

图3 F2812输出PWM波原理图Fig.3 Schematic diagram of F2812 output PWM

为生成移相PWM波，可以在比较匹配、周期匹配或下溢匹配事件发生时，进入相应的中断子程序，通过改变比较寄存器的值来实现。通过改变比较寄存器的值输出移相PWM波示意图如图4所示。

图4 生成移相PWM波示意图Fig.4 Schematic diagram of generating phase-shifted PWM

根据生成移相PWM波原理可知，PWM波的移相时间Δtn为：

式（3）中：Δtn为移相PWM 延迟于PWM1 时间；CMPRx、CMPRx′分别为全比较单元x（x 取1，2，4，5）中增计数、减计数时的比较值。

根据F2812在连续增/减模式下的工作特点，可以确定2种产生移相PWM的方案：

第1 种方案为当比较匹配事件发生时，进入比较中断服务子程序，赋予CMPRx=T1PR-CMPRx，这样1 个周期内只需调用1 种中断子程序便可以2 次改变CMPR的值，此方案需将比较寄存器CMPRx 值的更新时机设置为周期匹配或下溢匹配时[18]；第2 种方案为当周期匹配事件发生时，给比较寄存器赋值，使CMPRx=CMPRx′，下溢匹配事件发生时，再次给比较寄存器赋值，使CMPRx=T1PR-CMPRx，这样1 个周期内需2 次调用中断服务子程序[19]，此方案需将比较寄存器CMPRx 值的更新时机设置为“寄存器值一旦改变，则立即载入相应寄存器”。2种方案流程图如图5所示。

对比2种方案可以发现，采用第1种方案时，主程序只需进入1 次中断服务子程序，而第2 种方案需要主程序2 次进入中断服务子程序。因此，第1 种方案更为简单可靠。

3 测试结果

为验证所提出方法的可行性，利用示波器读取F2812输出波形。图6所示为同一全比较单元输出的2路互补PWM波。从图中可以看出，同一个全比较单元输出的PWM 极性相反，死区时间为2 μs，频率为10 kHz。

图6 带有死区控制的PWM波Fig.6 PWM with dead time

对生成移相PWM波的2种方案进行验证，可以得到同样的波形。图7 所示为不同全比较单元输出的PWM，从图中可以看出，2个通道的PWM波占空比一样，但通道2的PWM波延迟于通道1的PWM波。

图7 移相PWM波Fig.7 Phase-shifted PWM

4 结束语

本文对双重移相控制方式下的BDC 驱动信号进行分析，采用F2812 型DSP 处理器实现了PWM 波的死区控制，并分析了2种生成移相PWM 波的方法，最后对所提出的方法进行了测试，效果良好，对于BDC闭环系统及其他移相控制开关电源系统的构建具有重要意义。