陈 怡1，陈信勇，谢路耀，张有兵

(1.浙江工业大学 之江学院，浙江 绍兴 312030；2.浙江工业大学 信息工程学院，浙江 杭州 310023)

LED照明驱动电路是LED照明系统的重要组成部分。按功率器件的工作方式进行划分，LED照明驱动电路可分为开关方式[1]和线性方式[2-3]两大类。虽然目前开关方式的LED照明驱动电路产品在市场上占据绝对优势，但是针对数瓦级交流输入的应用场合，分段式线性LED照明驱动电路[4-9]却比传统开关式LED照明驱动电路具有更高的性能价格比。

从本质上讲，分段式线性LED照明驱动电路主要由受控电流源组成。按受控电流源的数目进行划分，分段式线性LED照明驱动电路可分为多电流源型[4-7]和单电流源型[8-9]两种典型类型。笔者重点考察这两种典型LED照明驱动电路在工作性能方面的异同。

1 典型的分段式线性LED照明驱动电路

图1(a，b)分别是两款典型分段式线性LED照明驱动电路的电路原理图[5,10]。它们的受控电流源均采用了BJT管，二合一的分段控制器和函数发生器均采用了DSP[11]和DAC芯片。

图1 典型分段式线性LED照明驱动电路原理图

图1(a)所示的多电流源型分段式线性LED照明驱动电路主要由1 个整流电路、n个受控电流源、1 个函数发生器和1 个分段控制器组成。根据设定的LED串G1至Gn的导通压降值，由分段控制器给出n个受控电流源接入和接出的指令。根据指令，n个受控电流源会循环交替地接入(即导通)和接出(即截止)[7]。当受控电流源接入时，由函数发生器负责调制受控电流源的电流值使其符合特定的LED电流控制策略，如：分段恒流式的LED电流控制策略[12]、分段正弦式的LED电流控制策略[4-5,7]、分段凹陷式的LED电流控制策略[13-14]等。

图1(b)所示的单电流源型分段式线性LED照明驱动电路仅包含1 个受控电流源。为满足LED串G1至Gn分时段接入和接出的需求以及改善单个受控电流源在宽输入电压范围内电流增益的一致性问题，需要引入n个阻抗补偿单元。当阻抗补偿单元接收到分段控制器的接出指令时，阻抗补偿单元呈关断状态；当阻抗补偿单元接收到分段控制器的接入指令时，阻抗补偿单元呈导通状态。当阻抗补偿单元导通时，它会根据受控电流源的端电压调节自身的端电压，始终将受控电流源的端电压控制在一个较小的范围内，保证其获得相对一致的电流增益特性[10]。单电流源型分段式线性LED照明驱动电路可采用与多电流源型分段式线性LED照明驱动电路相同的LED电流控制策略。

1.1 结构组成的差异

如表1所示，多电流源型分段式线性LED照明驱动电路在结构上显得更为简洁。其根本原因在于：图1(a)所示的多电流源型分段式线性LED照明驱动电路所含受控电流源的工作区域跨越整个非线性和线性区域，既包含了电流放大的功能也包含了开关的功能，因此它使用更少数目的元器件。

表1 典型分段式线性LED照明驱动电路的结构对比

Table 1 Structure comparison of typical multi-segmented linear LED drivers单位：个

结构组成多电流源型单电流源型整流电路11受控电流源(含驱动)n1阻抗补偿单元(含驱动)0n二合一的分段控制器和函数发生器11

1.2 工作细节的差异

为了便于比较，令两款典型分段式线性LED照明驱动电路都采用分段正弦式的LED电流控制策略。如图2所示，输入电流iac由多个电流i1至in拼接而成，整个波形跟随输入电压vac变化，大致呈正弦特性。当vac满足

(1)

则iac满足

|iac|=ij

(2)

式中：电压Vj为LED串Gj的导通压降；电流ij为Qj(图1a)或Qcj_1(图1b)的集电极电流；j的取值为1至n。

图2 分段正弦式的LED电流控制策略

应宽输入电压范围Vac_min至Vac_max的需求，采用输入电压自适应的策略，通过保持输入功率Pi基本恒定实现输出功率Po近似恒定。令电流ij满足

(3)

(4)

式中：vdc为vac的整流电压；Vacm为vac的幅值；Vdcp为vdc的峰值电压；系数ki为功率系数；系数kvi为功率归一化系数，实际中kvi通过查表法获取。

为保证BJT管(图1a中的Qj或图1b中的Q)工作在直流增益一致性较好的区域，进一步采用输入电压静态和动态相结合的滞回区域策略。如图3所示，首先将Vac_min至Vac_max划分成p+1个输入电压静态区域，每个输入电压静态区域都设置有对应的系数kvi。为解决输入电压静态区域之间的平滑过渡问题，在输入电压静态区域的基础上附加以一个定步长缩减宽度的输入电压动态区域。输入电压动态区域的初始宽度为ΔV，其初始中心位置由当前的Vac值确定，设置其对应的系数kvi与其初始中心位置对应的输入电压静态区域一致。在随后的宽度递减过程中，输入电压动态区域对应的系数kvi保持不变。当输入电压动态区域的宽度缩减至0后，输入电压动态区域宽度重新恢复为ΔV，重新确定中心位置以及重新赋值系数kvi。

图3 输入电压静态和动态区域

图4 LED串的接入和接出时序图

虽然采用相同的LED电流控制策略，两款分段式线性LED照明驱动电路在工作细节上仍会存在差异。如图1(a)所示，多电流源型分段式线性LED照明驱动电路包含n个受控电流源，而且这些受控电流源的工作电压范围较宽。为了保证电流ij的控制精度，在其控制程序中需要调用DAC芯片中的n个通道，分别控制n个受控电流源的大小，同时功率归一化系数kvi采用n×(p+1)的二维表为宜(表2)。单电流源型分段式线性LED照明驱动电路包含n个阻抗补偿单元和1 个受控电流源，阻抗补偿单元压缩了受控电流源的工作电压范围，使受控电流源更易于控制。因此，在其控制程序中需要调用DSP芯片中的GPIO模块分别控制n个阻抗补偿单元的开/关状态，同时kvi采用1×(p+1)的一维表即可(表3)。

表2 功率归一化系数二维表

表3 功率归一化系数一维表

2 对比实验

根据图1(a，b)以及190 V≤Vac≤250 V、输入功率Pi≈6 W、功率因数PF>0.9、输入电流谐波总失真率THDi40<20%和输入电流谐波标准IEC 61000-3-2-ClassD的电气要求，分别设计和制作了两款4 段式的线性LED照明驱动电路样机。其中，样机1是多电流源型分段式线性LED照明驱动电路，样机2是单电流源型分段式线性LED照明驱动电路。表4为两样机的主要元器件清单。样机1的主电路成本为1.383 元，样机2的主电路成本为2.658 元。

表4 样机的主要元器件清单

Table 4 Main components and devices of the prototype LED drivers

类型样机1符号型号或参数样机2符号型号或参数电阻R1～R46.8kΩRc1_1750kΩRc2_1510kΩRc3_1470kΩRc4_1510kΩRv15.6MΩRc1_2～Rc4_2200kΩRc1_3～Rc4_336kΩRc1_4～Rc4_41kΩRv247kΩR6.2kΩRv15.6MΩRv247kΩ电容Ci1,Ci21nF,1kVCi1,Ci21nF,1kVCv11nF,50VCv11nF,50VBJT管Q1～Q4MPSA44Qc1_1～Qc4_1MPSA94Qc1_2～Qc4_2,QMPSA44整流桥D1～D4DF04D1～D4DF04

两款样机皆采用DSP TMS32F28027和DAC TLV5627实现输入电压静态和动态滞回区域相结合的电流控制策略。尽管控制策略相同，但两款样机的电路结构存在差异，因此控制策略的实现也存在差异。如表5所示，样机2所采用到的DSP功能模块较多，所采用的DAC通道数较少，控制程序的行数较少以及控制程序的运行时间较短，利于电路段数n的扩展。

表5 样机在控制策略实现方面的性能比较

Table 5 Performance comparison in control strategy implementation of the prototype LED drivers

项目样机1样机2采用的DSP内部功能模块ADC模块和SPI模块ADC模块、SPI模块和GPIO模块采用的DAC通道数41参数kvi获取方法二维查表法一维查表法中断程序行数/行209181中断程序单次执行的平均时间/μs7.645.88

两款样机采用相同的W-LED负载组合：LED串G1为39 颗LED，LED串G2为23 颗LED，LED串G3为19 颗LED，LED串G4为13 颗LED。平均每颗W-LED的正向导通压降约为3.08 V。表6给出了两样机在Vac全输入范围内的主要电气性能数据。图5是两样机的输入电流谐波谱图。从表6和图5可知：两样机的主电路效率均大于83%，由于样机2存在阻抗补偿单元的控制损耗，导致样机1的主电路效率比样机2高出1～2 百分点。两样机的输出功率Po都近似恒定，样机1的输出功率波动率为±3.2%，样机2的输出功率波动率为±2.5%。两样机的PF值均满足美国能源之星标准(PF>0.9的商用标准)，THDi40值均达到美国照明设计联盟(DLC)认证要求(THD<20%)，输入电流谐波均满足IEC 61000-3-2-ClassD。当Vac≤220 V时，样机2的THDi40值比样机1低0.09%～1.80%；当Vac>220 V时，样机2的THDi40值比样机1高0.74%～1.78%。当Vac为190 V和220 V时，样机2的输入电流谐波表现总体优于样机1；当Vac为250 V时，两样机的输入电流谐波表现接近。

表6 Vac全范围内样机主电路的主要电气性能数据

图5 样机的输入电流谐波谱图

如图6所示，样机1与样机2的vac与iac实验波形与图2所示的理论波形相符。相比之下，样机2的输入电流拼接效果优于样机1。

图6 Vac=220 V时vac与iac的实验波形

综上所述，表7列出了两款样机的主要性能比较结果。

表7 样机的主要性能比较

Table 7 Comparison of main performances of the prototype LED drivers

参数样机1样机2主电路效率较样机2高1.3%～2.2%较样机1低1.3%～2.2%THDi40总体上劣于样机2总体上优于样机1输出功率波动/%±3.2±2.5主电路成本/元1.3832.658控制程序编写难易度较样机2困难较样机1容易

3 结 论

笔者选取了两种典型的BJT型分段式线性LED照明驱动电路进行性能比较。两样机共同采用了输入电压自适应与动静态输入电压滞回区域相结合的电流控制策略，实验结果表明：段数n=4的情况下，两样机的PF值与THDi40值皆满足所要求的照明电气要求，输出功率Po接近恒定。单电流源型样机的PF值、THDi40值、输入电流谐波表现、输出功率波动率、控制程序编写难易度均优于多电流源型样机，但多电流源型样机的效率和成本均优于单电流源型。无论是哪种类型的分段式线性LED照明驱动电路，在少电路段数时(如n=4)效率与THD值和PF值以及输入电流谐波表现不能同时达到最优。在对THD值、PF值和输入电流谐波标准都有很高要求的情况下(如THD<5%，PF>0.99和IEC 61000-3-2-ClassC)，可采用输入电流补偿的方法以及寻优的算法来实现效率最高。

本文得到了浙江工业大学2017年度创新性实验项目(SYXM1718)的资助。