李东海

（91404部队 秦皇岛 066001）

1 引言

近几年美国、俄罗斯参与的局部战争告诉我们，电子战已成为关键的作战手段。电子战接收机能对敌方雷达进行情报收集，实现无源定位，以及对干扰机进行方位引导。对电子战接收机而言，方位信息（AOA）及频率信息（RF）是最重要的两个参数［1］。

测量方位信息的方法有许多种。最简单的方法是应用窄波束天线来搜索感兴趣的方向，通过比幅度测量AOA；通过比相测量AOA；通过多卜勒频移测量AOA；通过到达时间差测量AOA；通过多波束阵列和波束形成网络测量AOA等［2］。其中比幅法和比相法是最普遍采用的测向方法。比幅法通过比较相邻波束侦收信号幅度的相对大小来确定辐射源所在的方位，相位法通过相邻天线通道测量同一个信号的相位差来确定辐射源的到达角。

多通道单脉冲比幅体制可瞬时测出单个脉冲的入射角度，其主要优点是瞬时带宽极宽，截获概率高［3］，窄脉冲能力好，技术成熟，并且设备量少，易维护，成本低，其主要缺点是测向精度不如干涉仪和DBF（数字波束形成）。多波束体制的测向系统可以达到很高的测向精度，但体积较大成本也较高，使其应用范围受到限制［4］。电扫描恒差比幅测向系统，能有效地减少了各通道间的不平衡并大大降低了成本，但由于方位不能参与信号分选，给信号分选带来了很大的困难。

从电子战装备角度出发，研制一套成本价格低、适装性好、性能优良的电子侦察设备，一直是各国研究的重要课题。现在，一种新型的宽张角恒波束喇叭天线的出现，使这一问题得到很好的解决［5］。本文设计的电子战接收机系统中，选用比幅测向体制，应用这种新型的宽张角恒波束喇叭天线，以及相应的校正措施及解算方法，可将测向精度大大提高，能达到或接近多波束体制接收机的测向精度，而所需的波束数和设备量将大大减少。

同样，频率信息的获取也有多种方法，有频率搜索接收机、瞬时测频接收机、信道化接收机等［6］，瞬时测频接收机的特点是技术成熟、设备量少，并在系统的宽开性、高精度、灵敏度和反应时间等方面都能满足多种电子战设备的要求。本文设计的电子战接收机中，选用瞬时测频技术，并将相关器、检波器一体化，用大规模集成电路（FPGA）完成对视频放大器的直流恢复和频率码解算，保证连续波测量功能，并将体积大大减小，仅为以往的瞬时测频体积的30%，使其有更广阔的应用范围。

2 电子战接收机测向精度提高方法

2.1 测向精度影响因素

影响电子战接收机比幅测向精度有以下几个主要因素。

一是天线方向图特性。电子战接收机系统为了有效地截获雷达信号，一般都采用45°的线极化天线或圆极化天线，但事实上，定向接收天线在接收水平极化及垂直极化电磁波时波束宽度并不一致，造成交叉点偏移；在宽波段测角系统中，波束宽度会随着工作频率的变化而变化；同时，波束的倾斜角、馈源的极化及其轴比都随工作频率的变化而改变，它们都会引起测角误差。

二是射频通道失衡。除了天线之间的差异造成通道失衡，接收机有关电路也会引起通道失衡，如微波限幅器、微波滤波器的插损随频率、温度变化的不一致性，微波射频放大器的增益差异，检波对数放大器的特性不仅和工作频率、环境温度有关，而且还和输入功率有关，以及微波电缆的加工，这些因素会造成各通道间不平衡，除此以外，视频电路也会引起失衡，如幅度量化引起的误差等。

三是系统内部各电子元器件噪声等。电子战侦察接收机以往的比幅测向天线系统中，经常使用的宽波束天线单元为宽腔反射螺旋，遗憾的是此天线增益低（0～3dB），且波束宽度和波束点都随频率而变化，这使这种天线不适用很精确的方位测量。还有一种经常使用的宽带线性口径喇叭天线，对于多个波束如8、10或20个波束的测向系统，其恒波束性能依赖于口径，且相位误差随频率增加而增加，其应用受到了限制。

2.2 测向精度提高方法

本文设计的测向接收机中，采用一种全新的宽张角恒波束喇叭天线，这种天线波束恒定，在7.5GHz～18GHz，3dB波束宽度为23°±3°，对于水平接收与垂直接收，3dB波束宽度波动小于±1.5°。其一致性也很好，各个天线单元，在同一频率点，3dB波束宽度变化在±1°之间，天线增益起伏小于等于1dB，这种性能优异的天线为设计高精度比幅测向接收机打下了坚实的基础。

在本测向接收机中，高波段（7.5GHz～18GHz），采用12元比幅体制，可以达到2°（r.m.s）的测向精度。射频部分由全向支路和定向支路组成，全向支路提供全向视频信号和射频信号，分别供视频信号处理电路和瞬时测频使用；定向支路有12个来自定向天线的射频通道，供测向电路使用。

对于通道失衡，我们基于这样的考虑：在同一温度、同一频率下，各通道间的失衡是固定的。因此，我们就可以测出这些差异，并最大限度的消除这些差异。

为此，本接收机采取了射频通道两次校正过程，如图1所示。

各射频通道的微波信号经检波对放送A/D变换器进行幅度量化，首先进行第一次校正，这次校正根据各通道频率及温度特性逐点进行，希望将各通道间失衡减至最小。为此，首先要测试各个定向通道在各个频率点的幅频特性及温度特性，分别进行补偿，力争做到归一化。这是一项非常艰巨的工作，不仅要考察各个通道的微波器件的插损、增益的不一致性，还要考虑它们的温度性能。若措施得当，可将各通道的增益调到一致，这是提高测向精度的一个关键。接下来进行主次天线的判别及计算幅度差，为提高系统的反应时间，这些工作由硬件完成解算，采用大规模集成电路，既满足时间要求，又节省系统资源。

然后进行第二次校正。因为一般情况下，通常是用直线或曲线去拟合天线的方向图，这带来一定的误差，为减小这一误差，必须设计一套自动测试系统，分频率点，在0～360°空域上采集各个定向支路的幅度信息，得到各个天线的方向图，第二次校正的目的就是根据真实的天线方向图解算方位码，这种逐点校正技术是提高测向精度的又一关键。

小型化是测向接收机追求的另一个重要目标。小型化设备不仅可降低成本，而且适装性好，可靠性高，为此，测向接收机中采用现场可编程逻辑阵列（FPGA）设计，FPGA的规模很大，适合于时序、组合等逻辑电路的应用场合，它可以替代成百上千块通用IC芯片，FPGA实际上是一个系统部件，这种芯片具有可编程性和实现方案易改动的特点。在可编程逻辑阵列芯片及外围电路保持不动的情况下，换一块EPROM芯片就能实现一种新的功能，这就为系统扩展打下了良好的基础。对本系统中，所有定向支路的校正及解算工作，都交给FPGA芯片完成。同时，为构成一个完整的接收机系统，我们对到达时间（TOA）和脉宽（PW）信息的提取及门限控制电路也作仔细的考虑。TOA和PW信息的提取及门限控制电路等数字处理部分也大量采用FPGA设计，大大减小了体积。

3 电子战接收机测频精度提高方法

3.1 瞬时测频改进方向

数字式瞬时测频接收机采用延迟线鉴频器，能瞬时测出单个脉冲的频率，瞬时带宽宽、截获概率高；且灵敏度较高，动态范围大；可侦收连续波信号、脉压信号和频率捷变信号，其缺点是在任何一个瞬间只能响应一个信号，如果有两个信号同时出现，就很难准确测量［7］。

DIFM接收机是一个相位测量系统，它建立在相位干涉原理上，将频率信息转换成相位变化信息，其中的微波鉴频器将相位信息转换成幅度信息［8］。对于相位差为θ的输入信号，鉴频器输出是一组K（l±SINθ）和K（l±COSθ）信号（K为幅度），在实际应用中，有用信号是相位变化因子，其直流分量由后级的视频运算放大器去除并经归一化处理，产生移相量化电路所需的完全正交的±SINθ、±COSθ四路信号。

为使瞬时测频接收机的应用范围得到进一步扩展，我们努力减小瞬时测频收机的体积和性能。为此，我们作了两方面的努力：

第一，将微波鉴频器和检波器做成一个微波组件，这不仅使系统的体积大为缩小，而且使系统的可靠性得到提高，还降低了成本。

第二，采用FPGA设计和混合信号PCB设计技术，完成直流放大器零点漂移的控制；在移相量化电路中采用对称电阻环，提高系统的抗噪能力。

3.2 消除连续波引起的零点漂移

如果输入信号是一个连续波，那么视频差分放大器就要处理直流信号，然而一般的直流放大器有严重的直流漂移问题，它将直接影响DIFM接收机的测频精度，甚至使DIFM接收机无法正常工作。又考虑到DIFM接收机工作于高密集的信号环境，因此，适用于DIFM接收机的视频放大器应该是带自适应直流补偿的极低漂移的宽带直接耦合式的视频差分放大器［9］。

减小零点漂移的一个常用方法是采用热敏元件进行温度补偿，由于热敏元件本身一致性差，公差范围受到较大的限制，要得到精确的补偿，放大器必须在不同的温度下单独进行校准和校验，因此十分麻烦。虽然漂移电压在室温下很容易调整到很小的值，但要在宽的温度范围内进行补偿要付出很大的努力。

本文采用直流电压负反馈法解决零点漂移，电路由A/D、D/A、可编程逻辑器件组成，可在宽温度范围内解决零点漂移问题，具有体积小、调试简单、便于生产的特点。

3.2.1 零点漂移的分析

我们知道，直流耦合放大器的零点漂移与环境有关，如温度、电源电压等。在我们使用的场合，这些因素的变化相对于瞬时测量而言，是一个极其缓慢的过程，因此可以采用定时恢复的方法消除放大器的零点漂移。

在DIFM接收机中，直流耦合差分放大器的前端是检波器，它的输入阻抗一般为几百欧姆，这样检波器和直流耦合差分放大器之间的耦合所产生的零点漂移，可以认为主要是由失调电压引起的，调整直流放大器输入端的失调电压，可以消除漂移带来的误差。

3.2.2 遮蔽时间的选取

为消除连续波的影响，测频接收机需要一定的处理间隔和处理时间，称之为遮蔽周期和遮蔽时间，这对脉冲信号的截获及处理都有一定的影响。考虑到漂移的变化在短时间内是相当缓慢的，电流电压一般在秒的数量级中不会有很大的变化，而温度变化造成的直流漂移通常在分、秒的数量级；另一方面，考虑到后面信号分选处理器对遮蔽周期的要求，一般实际环境中单一信号分选需要十几个脉冲，最大脉冲间隔约为几十个ms。所以，遮蔽周期不应小于秒级，综合其它因素，遮蔽周期定为10s左右较为合理。

遮蔽时间主要取决于器件的速度，时间越短越好。由于DIFM接收机开机时有较大的失调，实际工作时，接收机的直流恢复分为两步。刚开机时，对系统进行较长时间的直流恢复，以消除初始状态下的影响，然后每隔10s，恢复一次。遮蔽时间选为200ns，包括PIN开关上升、下降时间各30ns，比较器选通时间20ns，控制电路60ns，高速D/A转换时间40ns，并留适当余量。

3.2.3 直流检测与恢复电路

直流恢复电路系统示意图如图2所示。视放输入为 l±SINθ或1±COSθ，双端输出为±SINθ或±COSθ，输入信号既有差模信号，又有共模信号，采用双端输入、双端输出的差分放大器，能有效抑制共模信号。

图2 恢复电路系统示意图

直流恢复电路由微波开关、高速比较器、控制电路及D/A转换器组成。比较电路主要用来检测差分放大器的失调电压，它由一个高速比较器构成，在一个遮蔽期内只产生一个比较脉冲，不是高电平就是低电平，控制后面的计数器增加或减少。当系统给出恢复指令时，控制微波开关，系统关闭射频输入信号，恢复电路根据比较器提供的比较电压，由控制电路对可逆计数器进行记数，送给后面的D/A转换器，给差分放大器的输入端加上失调补偿电压，消除输出端的漂移。

3.3 消除直流电位引起的相位偏置

3.3.1 直流耦合放大器的影响

在实际工作时，采用直流耦合放大器输出的信号如图3所示。

图3 直流耦合放大器输入输出示意图

采用上述直流恢复电路，可消除每对差分放大器两个输出端之间的直流电位差，但每个放大器输出端的直流电位其实不是零电位，而是分别为A、B两种直流电位，这将使后面的移相量化电路无法正常工作，以45°极性量化为例，

图4 无对称电阻环的移相量化电路

如图4所示，高速比较器输入端应为正弦电压和余弦电压组合产生的电压COS（θ-45°），然而由于每个直流视放输出端的直流电位各不相同，在图4比较器的输入端将无法得到COS（θ-45°）电压信号。而是（A+B）/2+COS（θ-45°）/2电压信号。

3.3.2 对称电阻环的应用

本文设计采用对称电阻环，通过矢量相加，将消除两个直流电平的影响。在差分放大器之后的移相量化电路中，采用对称电阻环可以简化直流耦合放大器设计，并提高系统的抗噪能力，如图5所示。

图5 有对称电阻环的移相量化电路

仍以45°极性量化为例，由图5可计算出高速比较器的输入端电压为

V-=R/（R+R）*（A-COSθ-B-SINθ）+B+SINθ

=1/2*（A+B）-1/2*（COSθ-SINθ）

V+=R/（R+R）*（A+COSθ-B+SINθ）+B-SINθ

=1/2*（A+B）+1/2*（COSθ-SINθ）

1/2*（A+B）为共模电压，则图5高速比较器的输出为COS（θ-45°）的量化代码，两对差分放大器输出的直流电平通过对称电阻环在比较器的输入端被抵消。这使得直流恢复电路得以简化。同时，由于高速比较器的两个输入端为正、负信号输入比较，而不是信号过零比较，提高了整个系统的抗噪能力［10］。

整个瞬时测频接收机电路，除比较器、D/A、电阻环等元件，其余包括解码电路的数字信号处理部分全部交给FPGA完成，保证了体积的缩小。同时，设计这种混合信号电路的重点在于降低数字信号和模拟信号的相互干扰，对于这样一个既有高增益视频放大器，又有高速比较器和高速D/A的系统［11］。比较器的输入很容易受到噪声的干扰，要想将零点漂移降到最小，就必须降低系统噪声，优化的PCB设计是控制零点漂移的关键［12］。

4 结语

本文设计的电子战测向接收机，测向精度可达到2°（r.m.s），硬件包括测向、测宽、测到达时间以及门限和控制电路在内的电路部分，体积小于28cm×20cm×7cm；7.5GHz～18GHz瞬时测频接收机，测频精度为2.7MHz（r.m.s），整个测频接收机包括微波组件在内，体积小于28cm×20cm×7cm。由此可见，此接收机不仅体积小，而且精度高，有较高的实用价值。