(杭州电子科技大学 新型电子器件与应用研究所，浙江 杭州 310018)

数字电源具有高效方便、灵活性好的优势，随着数字电源芯片的价格降低，数字电源将以其优越性逐渐取代模拟电源。其中UCD3138是TI推出的专用于开关电源控制的DSP芯片。本文设计的数字电源以UCD3138为主控芯片，实现对全桥的移相软开关控制，同时控制次级的全桥整流和有源钳位。全桥拓扑作为大功率电源的首选拓扑，在工程中应用得特别广泛，具有电压电流应力小的特点。对于全桥的移相软开关技术，很多文献[1-3]对此做过阐述,本文主要研究全桥的副边部分，包括同步整流和有源钳位电路，侧重于提高全桥效率的设计。传统的整流采用二极管搭建整流桥或全波整流，二极管有导通压降，在低压大功率的场合下带来的功率损耗是不可接受的。而同步整流用MOSFET取代二极管，具有很低的导通阻抗，极大地提高了全桥效率。另外，全桥拓扑存在副边整流管电压振荡和电压尖峰的问题，降低了效率，提高了整流管应力，带来电磁干扰等方面的问题。针对这一问题，研究者提出了很多改进电路，本文分析了各种方法的利弊，采用有源钳位方式，充分利用谐振能量。最终搭建一台1 kW的数字控制全桥样机，采用移相软开关，同步整流，有源钳位电路进行试验，取得预期效果，实现97%的全桥效率。

1 同步整流

同步整流是采用通态电阻极低的专用MOSFET来取代整流二极管以降低整流损耗的一项技术。由于不存在导通压降，大大提高了变换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。用MOSFET作为整流管时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称为同步整流。

同步整流有全桥整流、全波整流和倍流整流3种方式[4]。本设计的同步整流电路如图1所示，由Qr1～Qr4 4个开关管组成，采用全桥整流，相比全波整流，多使用两颗MOSFET，但整流管应力可以减少一半，更适合高压输出，变压器次级也减少一半线圈，滞后臂可以利用输出电感上的能量实现ZVS。相比倍流整流，全桥整流少用一颗较大的滤波电感，节约空间。

图1 同步整流电路

实现全桥同步整流的关键是整流管的时序控制。图1中，次级为上正下负时，Qr1&Qr4须导通，下负上正时，Qr2&Qr3须导通。整流管的开通时序与次级电压有关，但是根据次级电压驱动整流管是不可行的，因为移相全桥存在副边占空比丢失，且丢失比例随负载与输入电压变化而变化。已知次级电压与初级开关管的开关时序有着固定的逻辑关系，在DSP的控制下，只要将控制初级开关管的信号调用到控制整流管的寄存器中，还可以加适当延时，得到整流管的精确驱动信号。同步整流的控制时序一般有两种，第一种可以参考文献[4]，在副级为正时仅开通Qr1&Qr4，次级为负时仅开通Qr2&Qr3，这种方案逻辑简单，但会损失一部分效率，因为移相全桥存在副边占空比丢失，此时次级电压为零，整流管为续流阶段，电流只能走已关断的整流管的体二极管通过，效率损失较大。本设计采用第二种方案[5]，驱动时序如图2所示，原理上模拟了二极管整流中二极管的开通关断时序。Qr1&Qr4开通与Q4同步，关断与Q1同步，Qr2&Qr3开通与Q3同步，关断与Q2同步。

图2 同步整流驱动时序图

2 钳位电路

2.1 钳位的原因

图3 谐振电路图

图4 谐振等效图

2.2 钳位的方法

整流管的钳位有多种方法，例如RC法、RCD法、原边钳位法和有源钳位法。

RC法[6]在每个整流MOS管上并联电阻和电容，电容在整流管关断时吸收储存能量，开通时释放能量并通过电阻消耗掉。该方案损耗了能量，效率低，在高电压大功率中应用不切实际。RCD法[7]是由钳位二极管、钳位电容和电阻组成，原理是当整流管关断时，钳位电容通过二极管吸收整流管的谐振能量，当整流管开通后，电容通过电阻释放能量，一部分在电阻上耗散，另一部分被负载利用。该方案可以将开关管应力钳位在Vin/2N和Vin/N之间，一定程度上抑制振荡尖峰，效率较RC法有所提高，但仍然不理想。只是抑制了尖峰电压，却无法消除振荡，依然存在电磁干扰问题。原边钳位法在文献[8]中详细介绍。在全桥拓扑中，为实现滞后桥臂的ZVS，往往需要加入谐振电感，与整流管寄生电容谐振，从而加大整流管的振荡尖峰。原边钳位就是在原边增加两个钳位二极管，谐振时，二极管导通，将谐振电感短路，变压器原边电压被钳位在输入电压。需要强调的是原边钳位只是吸收了谐振电感的能量，却无法避免变压器漏感参与谐振，不能彻底解决振荡尖峰的问题，另外，原边钳位仅是把谐振能量消耗在原边环路中，不利于效率的提高。

2.3 有源钳位原理分析

有源钳位原理如图5所示，在副边增加了钳位电容Cs、二极管Ds和PMOS开关管。当副边建立电压时，钳位电容Cs与谐振电感产生谐振，从而吸收谐振能量，当整流管关闭时，钳位MOS管导通，将钳位电容吸收的能量释放回负载。这一方案做到了彻底解决整流管DS级电压振荡和尖峰过高问题，全部利用了谐振能量，提高了电源效率，在高电压大功率场合尤其适用。

图5 有源钳位原理图钳位

MOSFET使用PMOS也是从提高效率的角度考虑，若使用NMOS、Ds和NMOS体二极管形成电流环路，一部分电能在环路中损耗。图6显示了一个周期内有源钳位的工作过程。

图6 有源钳位工作过程分析

关于移相全桥的工作过程在文献[1]～文献[3]中有详述，本文仅分析与有源钳位有关的t1～t5时刻。

t1～t2：初级电流顺时针通过Q1，Q4，次级处于续流阶段，钳位电路不工作。

t2：初级电流达到滤波电感的反射电流。

t2～t3：初级电流大于滤波电感的反射电流，次级电压上升，谐振电感开始与整流管寄生电容谐振。

t3：次级电压达到钳位电容电压，钳位二极管导通，次级被钳位于Cs电压值。

t3～t4：钳位电容的电流减少，t4时刻为零并反向，钳位MOSFET须提前开通。

t4：钳位电容电流流向负载，与钳位MOSFET形成回路。

t4～t5：钳位电容释放能量到负载到Q1关断结束，钳位MOSFET在副边电压下降时关断。

在图5中，Cs是与整流管并联的大电容，其与原边谐振电感的谐振频率小于全桥的开关频率[9]，故有

由此计算钳位电容的取值。其中n为变压器匝比，Lr为谐振电感感值，包括外加电感和变压器漏感，Ts为开关周期时间。在电容参数和钳位时序合适的情况下，整流管没有尖峰电压，整流管被钳位在Cs的电压。

2.4 有源钳位PMOS时序分析

在副边电压建立后，钳位电路才开始工作。与整流管时序控制同理，根据副边电压驱动MOSFET不可行，同样根据原边的驱动信号加适当延时获得钳位驱动。驱动时序如图7所示。

图7 钳位PMOS时序图

由图7可知，Qs的开通是在Q1和Q2开通后延时Td，且Td大于最大的丢失占空比ΔDmax，小于最小占空比的一半[10]。在输入电压最低时，占空比丢失最大，输入电压最高时，占空比最小。满载运行时，滞后时间符合下式：

式中，Dmin为原边最小占空比。由此计算滞后时间。

3 结论与分析

用实验样机对结果进行验证，图8为去掉有源钳位电路后测试的整流管应力，Ds尖峰电压达到94.4 V，整流管存在过压风险，图中也能看出明显的电压振荡。

图8 无钳位应力图

图9是加入钳位电路后的整流管电压，应力减小到46.9 V，无明显振荡现象，有源钳位取得明显的效果。

图9 有钳位应力图

本设计从提高电源效率角度考虑，采用同步整流与有源钳位，尽量减少损耗，充分利用电能。图10是全桥效率测试结果，横轴为负载，纵轴为效率，3条线分别是输入电压为40 V、48 V、60 V时的效率。本设计最高效率达到97%以上，实现全桥超高效率运行。

图10 效率测试结果