(北京敏视达雷达有限公司，北京 100094)

跑道视程[1](Runway Visual Range，RVR) 是航空器上的驾驶员在跑道中心线上能看到跑道面标志或跑道边界灯或中心线灯的最远距离。它是基于各种因素(如大气衰减、光的可见阈值、跑道灯光强度等)对大气透明度的评估，可为航空用户提供烟雾、雨雪、风沙等低能见度天气情况下是否允许起飞或降落的建议。RVR通常由大气透射仪测量的气象能见度(Meteorological Optical Range，MOR)以及跑道的灯光密度、背景光亮度，依据阿拉德定律计算得到[1]。

大气透射仪有测量准确、自动校正、测量不受天气影响的优点，但对安装的地基稳定度要求较高，测量易受窗口污染影响，实现技术难度较高[1]。

国外主要的大气透射仪有芬兰VAISALA的透射仪MITRAS与LT31[2]、澳大利亚MTECH SYSTEMS的透射仪5000-200-EMOR[3]、英国AGI的AGIVIS 2000透射仪系统[4]、法国DEGREANE HORIZON的TR30AC透射仪[5]和美国BELFORT INSTRUMENT的Model 6000透射仪[6]。国内主要以引进国外设备为主，VAISALA的LT31大气透射仪比较普遍。

大气透射仪直接测量空间两点之间的大气透射率，评价由各种大气状况对光的散射和吸收引起的平均大气消光系数。测量原理如图1所示，幅度调制的LED光源发出的光束经过半透镜后，反射的光束被光敏二极管R1探测到，透射的光束经过长度为b的大气衰减后被接收端的光敏二极管R2探测到，根据R1和R2探测到的幅值VR1、VR2得到MOR(式(1)和式(2))，其中tb为大气透射率，K为大气透射仪高能见度刻度时得到的修正系数[1]。

tb=K·VR2/VR1

(1)

MOR≈-3b/ln(tb)

(2)

据《民用航空自动气象观测系统技术规范》规定的指标要求[7]，若大气透射仪的基线长b为30 m，当MOR为10 m时，根据式 (1)、式(2) 可得R2、R1幅度比为1.24×10-4，测量动态范围达78 dB。为满足MOR误差小于10%，根据式(3) ，R2、R1幅度比值相对波动要小于90%；同理，当MOR为10000 m时，为满足MOR误差小于20%，R2、R1幅度比值的相对波动要小于0.2%。

图1 大气透射仪测量原理图

(3)

数字锁相放大器出色的抗干扰能力能够准确测量低能见度时大气透射仪接收到的微弱信号，锁相放大器的参考信号还可用于调制大气透射仪光源驱动信号。用FPGA实现数字锁相放大器，可省去模拟锁相放大器所需要的混频芯片、DDS芯片等外围电路，简化硬件电路，提高信号采集通道间的一致性与温度稳定性。因此，数字锁相放大器适合用于大气透射仪的信号采集处理。

1 数字锁相放大器原理

基于FPGA的数字锁相放大器原理如图2所示[8-11]。

系统正余弦参考信号表示为

v_ref_sinn=sin(ωrefn)

(4)

v_ref_cosn=cos(ωrefn)

(5)

式中，ωref为离散参考角频率。正弦参考信号经DAC

图2 数字锁相放大器原理图

转换后用于驱动外部系统，系统响应信号表示为

v_sign=Vsigsin(ωrefn+θsig)

(6)

式中，θsig为系统响应相位；Vsig为系统响应幅度。混频并低通滤波后，ωref的二倍频信号分量被衰减，信号只剩下直流分量X与Y：

(7)

(8)

由式(7)和式(8) 可得，系统响应信号幅度为

(9)

由此可见，系统响应信号经锁相放大器处理后幅度与相位无关，且其他频率的信号分量被低通滤波器衰减掉，系统的采集精度、稳定性、抗干扰能力都能得到很大的提高。

2 基于FPGA的微弱信号采集模块设计

透射仪LED驱动与信号采集处理电路的原理如图3所示，LED的光信号经大气散射、吸收后被光敏二极管探测到并转化为电流信号，然后由信号调理采集模块转化为电压信号并进行放大滤波，最后经过ADC模块采集转化为数字信号进入FPGA进行数据处理与传输。

图3 大气透射仪光信号驱动、采集及处理结构图

2.1 信号调理采集模块

微弱的光电流信号经过跨阻放大器转换为较大的电压信号后被分为两路：一路采集的是交流信号，得到信号幅值；另一路采集的是直流信号，监测直流信号是否接近了电源轨进而导致交流信号产生顶部失真。

PGA103U为低增益误差的自动增益模块，系统会根据采集的信号幅度自动调节增益，进而提高信号的信噪比。模数转换器采用了24位的高性能SAR型ADC7767-2，利用过采样技术将转换器的量化噪声扩散到较宽的频带内，然后通过内部自带的FIR低通滤波器消除频带外的量化噪声。根据奈奎斯特采样定律，设计中通过提高采样频率提高了FIR低通滤波器的截止频率，进而降低了外部抗混叠滤波器阶数。同时使用了ADC的数据抽取功能降低了数据的输出速率，从而达到了提高采样频率但不增加输出数据量的效果。此外，将ADC的采样时钟频率设置为DDS的参考时钟频率与ADC抽取率的乘积，保证了在混频时ADC采集的信号与DDS产生的参考信号之间的同步。ADC及其驱动电路图如图4所示。

图4 ADC及其驱动电路图

2.2 数字锁相放大器模块

信号采集包括主光路信号采集与窗口污染信号采集，需要多个数字锁相放大器。为了减少数字锁相放大器中低通滤波器的个数，节省FPGA 的RAM资源和乘法器资源，设计中对数字锁相放大器的结构做了相应的调整(如图3所示)。在ADC采样后增加了一个窄带的带通滤波器，保证混频后的信号只剩下信号主频的二倍频分量与直流分量，然后利用加和平均消除此频率分量而不影响直流分量。加和点数是二倍频信号分量单周期采样点数的倍数，因此二倍频信号分量可以被完全消除。这样每一个数字锁相放大器可节省1个BRAM和3个乘法器。ADC后的双口FIFO宽度为24，深度为8，用逻辑资源实现，起同步缓冲的作用。

为了最大程度地减小正余弦参考信号的正交误差，信号源采用了相位位宽为16位的DDS，最小频率为0.4 Hz，最大频率为12 kHz。DDS产生的信号一方面作为锁相放大器的参考信号，另一方面经过幅度与最小值调整后驱动LED光源，满足数字锁相放大器输入信号与参考信号同源的要求。同时，DDS还采用了泰勒级数校正，提高了信号信噪比。

透射仪发射端将系统时钟分频后采用LVDS的方式发送到透射仪的接收端，经PLL锁相倍频后用作透射仪接收端的系统时钟，确保透射仪两端的时钟同源，进而使透射仪两端锁相放大器的参考信号频率相同。同时，透射仪接收端还保留了本地时钟，用于信号采集板卡自检。同步时钟与本地时钟的选择均可通过上位机控制。

大气透射仪采用了基于Modbus通信协议的RS485总线，信号采集板卡直接挂接在系统总线上，通信速率为38400 bit/s。透射仪通过广播命令使发射端与接收端的采集板卡同步采集，然后通过取数命令获取两端的锁相放大器X、Y分量值，在上位机软件中进行X、Y分量的平方和开方等处理，大大节省了FPGA资源。

3 实验测试

实验测试主要针对数字锁相放大器的抗干扰能力(品质因数)、测量精度、动态范围以及它在大气透射仪样机上的低能见度MOR进行测试。

3.1 数字锁相放大器的抗干扰能力测试

用安捷伦函数发生器33250A输出频率为1000±N(Hz)(N=0,1,2,…,200)的正弦波，作为信号采集板卡的输入信号，采集幅值并归一化，得到图5所示的测试结果，数字锁相放大器Q值为147.93。将信号采集板卡信号输入端接地并置于温箱内，温度在-10～60 ℃范围内反复变化5次。采集板卡5 s采集一次，测试结果如图6所示，采集电路的噪声在400 nV以内。这两个实验说明应用了数字锁相放大器的采集板卡噪声低，能识别微弱的信号；且在主频附近有很强的频率分辨能力，能有效衰减主频外的频率分量。

图5 数字锁相放大器的品质因数

3.2 信号采集精度与动态范围

以美国斯坦福SR830数字锁相放大器为准，测试采集电路的动态范围与精度。将DDS输出信号转接为两路：一路作为SR830参考输入信号；另一路信号经衰减器衰减后，同时由SR830 与采集电路采集，并根据式(10)计算采集电路相对于SR830的相对误差。

图6 采集板卡的躁底

(10)

表1 信号采集电路精度与动态范围测试表

如表1所示，当衰减器从0～90 dB变化时，信号幅值由0.616 V衰减到18 μV；以SR830为准，采集板卡的大信号测量相对误差小于0.1%，小信号测量误差小于1%，微弱信号测量误差小于30%，且动态范围在90 dB以上，完全满足大气透射仪MOR精度的要求。

3.3 信号采集模块间通道一致性及温度稳定性测试

根据式(2)可知MOR与幅度比呈指数关系，透射仪两端的不一致因素引起的非线性误差及温度漂移会严重影响MOR的精度，尤其是在高能见度时。将大气透射仪两端的采集板卡的信号输入端同时接到透射仪发射端DDS信号源的输出端，并将板卡置于温箱内，温度在-10～60 ℃范围内按照图7所示的趋势反复变化5次。板卡5 s采集一次，测试结果如图8所示：AMP_R与AMP_T分别为透射仪接收端与发射端采集到的信号幅值，AMP_R/T为收发两端幅值之比；幅值比介于1.00025～1.00030之间，说明透射仪两端采集电路近似一致；幅度比波动小于0.01%，说明采集电路具有很好的温度稳定性；这两项指标都满足了MOR误差的要求。

图7 温度变化图

图8 信号采集电路一致性与温度稳定性

3.4 大气透射仪样机的低能见度MOR测试

此实验是为了验证数字锁相放大器的小信号测量能力是否满足大气透射仪的低能见度测量需求。大气透射仪样机在实验室低能见度时的测试步骤依次为：

① 分别调整透射仪发射端与接收端的位置，使接收到的信号幅值最大；

② 根据基线长b与透射仪两端幅度比，进行透射仪10000 m刻度，环境温度基本稳定后，模拟高能见度探测；

③ 将光学密度为4.0的中性密度滤光片安装在大气透射仪接收端，模拟低能见度天气。

图9为高能见度时透射仪发射端信号TX，接收端信号RX，以及两者的比值RX/TX，长时间内非常稳定。图10为数据处理得到的能见度测量值，根据式(1)、式(2)可知，tb趋近为1，微小的信号幅值比的波动会引起MOR剧烈的波动。因此，大气透射仪两端电路的一致性及稳定性和光学器件的稳定性对高能见度时仪器的稳定性有极大的有影响。图11为透射仪原始数据，透射仪发射端信号T为0.6 V，接收端信号R为80 μV，幅度比R/T为0.000133。图12为数据处理结果，MOR为9 m，说明数字锁相放大器精确的小信号测量能力能够满足大气透射仪MOR最小值10 m的测量要求。

图9 高能见度时透射仪两端的幅值及幅值比

图10 高能见度时透射仪测得的MOR

图11 低能见度时透射仪两端的幅值及幅值比

图12 低能见度时透射仪测得的MOR

4 结束语

本文设计了基于FPGA的数字锁相放大器与信号采集电路，代替了传统的由分立器件构建的模拟锁相放大器，并将它应用于大气透射仪的信号采集处理模块。测试结果表明，该设计可以提高大气透射仪信号采集的动态范围和测量精度，采集通道间的一致性与温度稳定性，从而为提高大气透射仪测量的MOR范围和精度提供了思路。