王亚洲，娄小平，刘 超

(光电测试技术北京市重点实验室，北京信息科技大学，北京 100192)

0 引言

流式细胞仪是通过对细胞悬浊液中单细胞进行光学参数分析实现大量细胞分类及分选的科研及临床检测仪器[1-3]。

系统流动室的单层细胞流逐个被激光照射所产生的散射光和荧光信号经光电转换后表现为高斯型的脉冲信号，经过滤波、放大，然后对脉冲信号的脉宽、峰值、面积3个特征值进行提取并对其分析实现整个仪器功能[4-6]。由于采集的光信号强度很小，在信号传输过程中需对信号进行放大来增大后级ADC的采样动态范围。而放大器存在输入失调电压和输入失调电流，放大过程中会产生等效失调电压，导致不同增益下的信号产生不同基线电压，基线电压的存在会影响后级ADC采样的动态范围，进而会导致流式细胞仪的分析精度下降。

针对这一问题，传统的解决方法是在A/D采样芯片之前加入一级模拟基线恢复电路，如R.L.Chase等人设计的CDD电路以及S.Ohkawa与K.Husimi设计的增益可变的负反馈电路等[7-10]。这些方法利用电容及二极管的配合基本实现了基线信号的快速复位，但是器件的非理想性使其对信号产生的畸变不易分析，因此提出一种简单容易分析的电路设计方案非常有必要。

本文提出一种模拟与数字结合的方法，以STM32为核心控制器，利用内部ADC与DAC的转换，可实现流式细胞仪要求的时间宽度4 μs，带宽为1.3 MHz高斯信号的快速基线复位[11]。解决了传统程控放大电路失调电压难以控制的问题，可应用于直接采样型的脉冲采样系统，提高流式细胞仪检测精度。

1 系统主要原理

流式细胞仪信号产生基线电压的主要原因是运放闭环接入时，运放本身的失调电压、失调电流对信号产生影响，如果直接将经运放的信号采集会引入基线电压，它的存在会减小后继ADC芯片采样动态范围，降低仪器的分析精度。系统的放大电路图如图1所示。

图1 原始放大电路

当电路输入端均接地时，运放正负端电压为U+、U-流入运放正负端的电流为IB1、IB2，输入失调电压为VOS，将所有由输入失调电压和偏置电流误差导致的总失调电压折算至运放的输出端可得：

(1)

总失调电压UN即为输出端出现的基线电压，其中系统增益GN=1+RF/R2，基线电压大小与系统增益大小有密切关系，增益倍数越大所引起的总失调电压越大，当放大一个幅值为VO大小的电压信号时系统信噪比如下：

(2)

由于总失调电压的存在，系统的信噪比会受到影响，并且可由公式得出增益倍数越大，系统信噪比越低。

本系统的主要目的是消除总失调电压对有效信号的影响，利用STM32内部ADC和DAC相互配合工作，结合模拟电路将由总失调电压引起的基线去除。系统框图如图2所示。

图2 系统框图

首先设定系统需要的增益，STM32通过I/O口控制数字开关1选择输入端接地通道，数字开关2打开STM32的ADC通道，采集此时系统在该增益下的基线电压。采集完毕后将光电转换的信号接入输入端，信号经程控放大电路完成放大后再经后级程控衰减电路完成信号滤波和衰减，接着在差分运放电路处，利用STM32的DAC输出之前ADC采集的基线电压，并与放大后的信号作差，最终输出去除基线电压后的高信噪比信号。

2 系统硬件电路设计

2.1 程控放大电路

程控放大是本设计的关键部分，目前市场上已有集成的程控放大芯片，但是它们大多价格昂贵并且增益不可随意调节，本系统利用多路复用器结合各组不同大小的电阻来完成程控放大，成本较低并且可以自行选取电阻实现任意放大倍数，设计的电路图如图3所示。

图3 程控放大电路图

程控放大主要完成对目标信号的放大，失调电压主要来源也是这个部分，本设计选用运放芯片ADA4899来完成对信号的放大，该芯片具有低噪声、低失真的特点，单位增益带宽为600 Mbit/s，可满足本设计要求的带宽。运放电路为同相放大电路，电阻可自行搭配选取合适的放大倍数，运放前端通过多路选择器ADG1408来实现4档放大倍数的选择，通过STM32控制按键使多路复用器实现不同通道的选通，进而实现系统的程控放大。

2.2 乘法衰减电路

利用多路复用器设计的程控放大仅能够实现有限档位的增益放大，因此这里设计了程控乘法衰减电路与程控放大结合可实现增益±40 dB以内任意倍数的放大或衰减，电路图如图4所示。

图4 乘法器衰减电路图

乘法衰减电路主要实现本设计中信号的衰减以及滤波，选用DAC芯片为AD5452，此款芯片线性度好，可支持12位D/A输出，本设计采用SPI输入，利用STM32向芯片3、4、5端口写信号对其控制，将其接为乘法衰减器，即参考电压端为信号的输入端，此时信号输入输出关系表达式为

(3)

式中：D为DAC写入的数字量，使用DAC输出为12位；Vref作为输入，以此实现乘法衰减的功能，衰减系数为0～1间的任意值。

此模块与前端运放结合可以程控实现±40 dB范围内的任意增益倍数。经衰减后的信号通过数字单刀双掷开关ADG1419接入后续电路，当采集失调电压时信号从B端接入STM32的ADC端口，采集完毕后信号从A端接入后续电路。

2.3 基线消除电路

基线消除电路是本设计的核心部分，主要在此完成放大后带有基线信号的处理，设计差分运放电路实现，2个输入端输入目标信号和基线电压信号，然后2个信号作差分运算，消除基线电压实现基线复位，电路图如图5所示。

图5 基线恢复电路图

前端STM32的ADC采集的系统失调电压利用其自身的DAC通道输出，配合运放差分减法电路将失调电压消除。STM32103RCT内部自带12位DAC，输出范围为0～3.3 V，按位精度可达0.8 mV，能够显著减小失调电压值。

这里输入与输出关系式如下：

(4)

(5)

由于STM32内部DAC输出范围在0～3.3 V，而基线电压基本都为mV级信号，直接输出可能会出现误差，为了使DAC工作在较稳定的输出范围内，将ADC采集的信号放大20倍以后再输出，因此这里VDA_out取20倍衰减再作运算。

3 系统软件设计

本设计的核心控制器是STM32F103芯片，对芯片内部进行编程来实现对整个系统中各个数字芯片的控制，具体的软件程序如图6所示。

图6 软件流程图

程序开始工作后进入初始化等待，此时初始化按键、SPI、ADC、DAC等配置信息，然后检测按键KEY1是否按下，若按下首先控制模拟开关打开基线电压采集通道并打开SPI以及ADC使能端口，然后发送SPI数据并在ADC端口采集基线电压存入寄存器，接着DAC调用该寄存器内容输出此时基线电压，操作完成以后控制I/O口关闭基线电压采集通道、打开数据通道，对此次按键计数完成该增益下的基线恢复，之后初始化等待下次按键控制不同增益循环整个过程。

4 实验分析

通过以上分析，设计原理图并画好PCB板，加工完毕后焊接器件进行实验，实验电路板如图7所示。

图7 实验电路板

在不同增益下所测量的基线电压与信噪比及经过电路恢复后的值如表1所示。随着增益倍数的不断增大，基线电压恢复前的信噪比不断减小，恢复后可发现当系统增益较高时，信噪比不断提高，系统可保证在增益为40 dB时基线浮动范围在1.2 mV以内，此时信噪比可达70 dB以上。

表1 基线电压恢复前后对比表

利用信号发生器模拟流式细胞仪信号，设定频率为50 kHz，峰峰值为50 mV的高斯信号，增益系数定为50，流式细胞仪的高斯脉冲信号在未经过基线复位前的信号如图8所示。经过基线复位后的图形如图9所示。

图8 基线复位前信号图

图9 基线复位后信号图

通过实验对比可明显发现，未进行基线复位时信号会整体下移，这样ADC采集信号时仅能采集到信号的部分信息，对信号的脉宽、峰值、面积均会造成一定损失，进而会导致仪器分析精度下降，进行基线复位后可明显改进这一问题。相较于传统模拟基线恢复电路，由于未使用电容、二极管等器件，减少了器件非理想性引起的信号畸变，降低了难度，提高了信号精度。

5 结束语

本文设计了一种基于STM32的流式细胞仪基线自恢复控制系统，利用STM32内部的ADC与DAC结合模拟电路完成信号放大的失调自控制，与传统方法相比，采用数字化的方法降低了模拟电路中基线去除及分析的难度。经实验验证表明：高增益时系统信噪比优秀，当增益为40 dB时本系统的信噪比为72 dB，并可实现基线电压在1.2 mV以内的调控，有效减少了后继信号处理的复杂程度。