王强 张岩 王天施 刘晓琴

摘 要：为改善传统的脉冲宽度调制（PWM）整流器的运行效率，在直流环节增加与直流母线并联的辅助谐振电路，提出了一种谐振直流环节PWM整流器，其辅助电路只设置了1个辅助开关。在辅助谐振电路处于工作状态时，在每个开关周期内，主开关能完成零电压软切换动作，辅助开关能完成零电流切换动作，辅助谐振电路仅运行1次。详细说明了整流器在1个开关周期的工作过程，给出了设计规则，完成了对辅助电路损耗的数学建模。在10kW实验样机上的实验结果表明特征实验波形符合理论分析，开关器件实现了软切换。因此，该新型整流器处于高频和大功率运行状态时，能实现高效率运行。

关键词：整流器;谐振;软开关;开关损耗;脉冲宽度调制

中图分类号：TM 464

文献标志码：A

文章编号：1007-449X（2019）07-0098-08

Abstract：In order to achieve highefficiency of the conventional PWM rectifier， auxiliary resonant circuit which was in parallel with the DC bus was added in the DC link， and a resonant DC link PWM rectifier was put forward， with one auxiliary switch set in its auxiliary resonant circuit. In the process of commutation， zerovoltage switching was achieved in the main switch and zerocurrent switching was achieved in the auxiliary switch. Furthermore， the auxiliary circuit only needed to work for one time in each switching period. The commutation process of the rectifier was analyzed in detail to give out its mathematical model of auxiliary circuit loss， and the design rules were also given. The experimental results on the 10 kW prototype show that the characteristics of the experimental waveforms coincide with the theoretical analysis and the switches realize softswitching. Therefore， the rectifier can be operated with highefficiency， when it works with the highfrequency and highpower.

Keywords：rectifier; resonance; softswitching; switching loss; pulse width modulation

0 引 言

隨着电网对电能质量的要求越来越高，PWM整流器已成为研究热点。以直流侧的储能方法为依据，PWM整流器包括两类：电压型PWM整流器和电流型PWM整流器。多年来主要围绕电压型PWM整流器展开关于PWM整流器的研究工作，原因是其储能效率的优势比较明显。近些年，电流型PWM整流器的电感储能效率获得了改善[1-3]，因此电流型PWM整流器已逐渐成为研究热点。

PWM整流器常以硬开关方式运行，在开关频率和输出功率增大时，开关损耗会明显增大，阻碍了PWM整流器的效率提高和在大功率场合的应用。为改善PWM整流器的运行效率，相关文献提出了多种软开关整流器，其共同点是在三相整流器桥臂和负载之间的直流环节增设辅助谐振电路。文献[4-9]提出了几种谐振直流环节电压型PWM整流器的拓扑结构，使主开关并联的缓冲电容的电压周期性变化到零，实现了整流器桥臂上开关器件的软开关切换，降低了开关损耗，但是这几种拓扑结构的共同缺陷是位于直流母线的功率传输通道上的辅助器件的通态功率损耗会给整流器在大功率领域的效率提高产生负面影响[10-15]。文献[16-17]提出了适用于电流型PWM整流器的谐振直流环节软开关拓扑结构，限制了辅助电路的通态功率损耗，使电流型PWM软开关整流器在大功率领域应用成为可能，但是至少有2个辅助开关器件位于辅助谐振电路中，不利于简化辅助电路控制。

随着电流型PWM整流器被广泛应用和受到越来越多的关注，研究出高性能谐振直流环节电流型PWM软开关整流器是有重要意义的。本文提出了一种单开关辅助换流的谐振直流环节电流型PWM零电压开关整流器的拓扑结构，文中详细分析了电路在1个开关周期内的换流过程，给出了参数设计规则和辅助谐振电路损耗的数学模型，最后利用实验结果来验证该新型拓扑结构的优良性能。

1 电路工作过程分析

1.1 电路结构

在图1中，辅助谐振电路位于整流器桥臂和直流滤波电感之间，而且整流器桥臂上的各主开关两端都并联了缓冲电容CS。辅助谐振电路包括辅助开关Sa，谐振电感Lr，谐振电容Cr，辅助二极管Da和Db。在分析电路时，作以下假设[18-19]：①各器件工作于理想状态;②因为谐振电感值远小于直流滤波电感值，在一个开关周期内，负载可等效为恒流源。电压和电流的正方向如图1中的箭头所示。

1.2 整流器主电路的控制方法

为提高整流器的功率因数，采用文献[20]中介绍的电流型整流器三电平PWM控制方法，具体方法详见文献[20]，其基本思路是根据输入到整流器的相位差为π/3的三相正弦电压波形的过零点和波形的交点，划分出若干个控制时区。在每个控制时区内，各相电压的大小关系是固定的，整流器处于稳态运行时，其中输入相电压为最大正值的那相对应的整流器上桥臂的开关器件一直处于开通状态，上桥臂的其余2个开关器件一直处于关断状态;整流器下桥臂的3个开关器件依据使整流器输出电压在每个开关周期从最大值逐渐切换到最小值的原则来交替导通。在每个开关周期内，整流器的输出电压u0在3个不同数值之间切换，在输出电压从高电压切换到低电压的过程中，因为处于关断状态的主开关并联的缓冲电容被正向充电，处于关断状态的开关器件承受反压，这样整流器桥臂上的开关器件在开通时可以自然实现零电压开通。但是在进入一个新的开关周期时，整流器输出电压需要从最小值切换到最大值，在从最小值切换到最大值的过程中，需要辅助谐振电路工作，为将要开通的主开关提供零电压开通条件。由此可见在整流器采用这种三电平PWM控制方法的工作过程中，输出电压在每个开关周期从零切换到最大值时才要求辅助电路工作，促进了整流器的效率提高。

1.3 电路的工作流程

a相和b相之间的线电压在一个开关周期内的瞬时值用Ui表示，设从S1和S4处于导通的状态变化到S1和S6处于导通的状态时，输出电压从最小值变化到最大值。图2给出了理论波形图，图3给出了每个流程的等效电路图。在图2中，-U1=uCr（t1）为谐振电容Cr的初始稳态电压值，-U2=uCr（t2）为谐振电压阈值（谐振开始时刻的谐振电压值），U3为谐振电压的最大值，-U4=uCr（t5）为换流过程结束之后的谐振电容Cr的稳态电压值，I1和I2分别为谐振电流正向和反向最大值，-I3=iLr（t4）为流程6开始时刻的谐振电流值。

工作流程：

1）流程1（t～t0）：电路处于稳态，交流电源停止向直流侧转移电能，直流侧输出端的电压值等于零。

2）流程2（t0～t1）：在t0时刻，关断S1，然后电流开始流过CS1，CS3和CS5，电路中的等效电容Ceq1等于3CS，在t1时刻，当整流器的输出电压u0反向增加到U1时，流程2结束，此时S1的端电压uS1=-U1。

S1关断瞬间的电压变化率为

该流程的持续时间为

3）流程3（t1～t2）：在t1时刻，电流流向Db和Cr，Cr的端电压uCr与u0相等，电路中的等效电容Ceq2等于3CS+Cr。在t2时刻，当u0反向增加到U2时，流程3结束，此时uS1=-U2。U2的取值应保证在接下来的谐振过程中uCr的正向电压值能达到整流器输入线电压的最大瞬时值Uimax，使整流器桥臂上的开关器件在开通前，其并联的缓冲电容的端电压不小于零，即开关器件开通前要承受与将流过的电流的方向相反的电压，这样就可以实现开关器件开通时，其并联的缓冲电容电压先降到零以后，电流才开始流过开关器件，完成零电压开通。

该流程的持续时间为

4）流程4（t2～t3）：在t2时刻，关断S4，同时开通Sa，然后电流开始流向6个缓冲电容，3CS/2+Cr为电路中的等效电容Ceq3，Ceq3与Lr发生谐振，Lr和Cr被充电，iLr开始正向增大，uCr继续反向增大，当iLr增大到Idc时，uCr反向增大到最大值U3，uS1达到反向最大值（U2+U3）/2，uS6达到反向最大值（Ui+U3）/2。然后Cr开始放电，Lr继续处于充电状态，iLr继续处于正向增大的过程，uCr处于反向减小的过程，在uCr变化到零的时刻，iLr达到最大值I1。接下来Lr进入到放电状态，Cr被充电，iLr开始从最大值正向减小，uCr开始从零正向增大，当uCr增大到设定值U2时，uS1和uS6都不小于零。当iLr减小到Idc时，uCr和u0增大到最大值U3，uS1达到正向最大值（U3-U2）/2，uS6也达到正向最大值（U2+U3-2Ui）/2，然后iLr继续减小，uCr和u0开始从U3减小，uS1和uS6也开始减小。在t3时刻，当uCr和u0降低为U2，uS1降低为零，uS6比零大，iLr降低为零时，使S1和S6完成开通动作，并使Sa完成关断动作，S1和S6取得了零电压开通，Sa取得了零电流关断，流程4结束。

6）流程6（t4～t5）：在t4时刻，电流开始流过S6，此时整流器输出电压u0从2Ui-U2突增为Ui，uCr仍然等于2Ui-U2，Db因瞬间承受反向电压U2-Ui而截止。因为电流流过S6之前，uS6先减小到零，所以实现了S6的零电压开通。從t4时刻开始，Cr与Lr继续发生谐振，Lr继续处于吸收电能的过程，Cr仍然处于释放出电能的过程，iLr以I3为起点仍然处于反向增大的状态，uCr以（2Ui-U2）为起点仍然处于减小的状态，在uCr变化到零的同时，iLr反向变化到最大值I2。然后Lr进入到释放电能状态，Cr进入到反向吸收电能状态，iLr将处于反向减小的状态，uCr将处于反向增大的状态。在t5时刻，uCr在反方向上变化达到U4，iLr反向变成零，流程6结束。然后电路将处于S1和S6导通的稳态。

1.4 设计规则

1）为在全负载范围内实现S1和S4的零电压软关断，当负载电流Idc达到最大值Idcmax时，其关断瞬间的电压变化率不能超过设定值A，要满足

2）为在全负载范围内实现S1和S6的零电压开通，谐振开始时刻的uCr的绝对值U2应等于整流器输入线电压瞬时值的最大值Uimax，确保S1和S6开通前，其承受电压的方向不与将要流过的电流方向相同，要满足

3）为在全负载范围内实现Sa的零电流关断，Sa的触发脉冲的占空比ρSa应满足

式中T为开关周期。由式（23）可知，在其他参数确定以后，辅助开关Sa的触发脉冲的占空比ρSa为固定值，使辅助电路控制简单化。

4）为在全负载范围内实现Sa零电流开通，其开通瞬间的电流变化率不能超过设定值B，要满足

5）为在全负载范围内保证开关器件和二极管不被损坏，谐振电流iLr最大值I1应不超过开关器件和二极管允许流过的最大电流值IDmax，需要满足

6）为在全负载范围内保证开关器件和二极管不被损坏，谐振电容电压uCr的最大值U3应不超过开关器件和二极管允许承受的最大电压值UDmax，需要满足

2 辅助电路损耗分析

设开关器件处于导通状态时的压降用VCE表示，二极管处于导通状态时的压降用VEC表示，开关切换频率用fc表示。为简化计算，取Ui=U2=Uimax，另外因为CS，Cr与Lr的内阻很小，为简化计算，忽略CS，Cr与Lr的内阻损耗。

根據式（32）至式（34）可知Lr，Cr和CS增大时，会使辅助电路损耗增大。

3 参数设计

已知参数：输出功率P0=10 kW，负载电阻Rdc=25 Ω，交流侧输入线电压最大瞬时值Uimax=537 V，谐振电容的初始电压值U1=500 V，开关频率fc=10 kHz，直流侧输出直流电压UDC=500 V，开关器件关断瞬间的设定电压变化率A=200 V/s，开关器件开通瞬间的设定电流变化率B=20 A/s，开关器件和二极管允许流过的最大电流值和允许承受的最大电压值分别为IDmax=100 A，UDmax=600 V，整流器交流侧输入线电压有效值U0=380 V，额定负载电流Idcmax=20 A。

具体设计过程：

为在全负载范围内实现S1和S4的零电压软关断，根据式（20）和式（21）得到

根据CS与辅助电路损耗的变化关系，CS取较小值，取CS=0.039 F。

为在全负载范围内实现S1和S6的零电压开通，根据式（22）得到谐振电容的电压阈值为

为在全负载范围内实现Sa的零电流开通，根据式（24）得到

根据Lr与辅助电路损耗的变化关系，理论上应取LrLrmin=27 H，这样Sa开通瞬间的电流变化率刚好等于设定值。但是考虑到环境温度对电感值的实际影响，为确保Sa开通瞬间的电流变化率不超过设定值，需要留有一定的裕量，实际上取Lr=1.1×Lrmin≈30 H。

为在全负载范围内保证开关器件和二极管不被损坏，将CS=0.039 F，Lr=30 H，U2=537 V和Idcmax=20 A代入到式（25）和式（26）得到0.11 F≤Cr≤0.57 F。（38）

根据Cr与辅助电路损耗的变化关系，Cr取较小值，取Cr=0.15 F。

为在全负载范围内实现Sa的零电流关断，将CS=0.039 F，Cr=0.15 F，Lr=30 H，U2=537 V，T=100 s和Idcmax=20 A代入到式（23），得到Sa的触发脉冲的占空比为

为限制谐振换流过程的时间，将CS=0.039 F，Cr=0.15 F，Lr=30 H，U1=500 V，U2=537 V，T=100 s和Idcmax=20 A代入到式（27）得到

因此，当负载电流满足3A≤Idc≤20 A，1.5 kW≤P0≤10 kW时，能满足软开关实现条件和相关的设计规则。至此，参数设计完毕。

4 实验验证

图4（a）为iLr和uCr在1个开关周期内的实验波形，此时输入线电压瞬时值达到最大瞬时值537 V，可以看出实验波形符合图2所示的理论波形的变化趋势，从实验波形能看出iLr的正向峰值电流接近70 A，反向峰值电流接近40 A，uCr的正反向峰值电压接近600 V，与用式（6）、式（7）和式（17）计算出的理论值大致吻合。图4（b）和图4（c）分别为在满载和轻载下，主开关S1发生切换时的电压uS1和电流iS1的实验波形，满载时负载电流Idc等于20 A，轻载时负载电流Idc等于3 A，在满载条件下，S1发生关断动作时，uS1反向增大，且变化率约为170 V/s;在轻载条件下，S1关断时，uS1以较低变化率约25 V/s反向增大，所以轻载和满载时都实现了S1的零电压软关断。如图4（b）和图4（c）所示，iS1发生变化前，uS1降低为零，所以轻载和满载时S1处于零电压开通状态。图4（d）为Sa发生切换时的电压uSa和电流iSa的实验波形，iSa的变化率较低，Sa处于零电流软开通状态;uSa反向变化前，iSa保持为零，Sa处于零电流关断状态。图4（e）为电流型硬开关整流器下桥臂主开关S6进行切换动作时，S6承受的电压uS6和流过S6的电流iS6的实验波形，如图4（e）所示，S6发生切换动作时，uS6和iS6在切换瞬间同时发生突变，波形出现尖峰和振荡，这将产生较大的开关损耗。

将本文提出的电流型软开关整流器与电流型硬开关整流器和文献[16]提出的电流型软开关整流器进行了效率测试。测试时，三种整流器均采用三电平PWM控制策略，保持整流器直流侧输出直流电压500 V，改变输出功率是通过改变负载电阻值实现的。图5给出了效率测试曲线，可以看出在2 kW至10 kW的输出功率范围内，本文提出的电流型软开关整流器的效率最高。在输出功率达到额定值10 kW时，本文提出的软开关整流器的效率为98.4%，比硬开关整流器高2.3%，比文献[16]提出的电流型软开关整流器高0.9%，验证了本文提出的电流型软开关整流器在效率方面的优良性能。

6 结 论

提出了一种具有较高实用性的电流型零电压开关整流器，其仅含1个辅助开关，电路结构简单，在采用三电平PWM控制策略时，辅助谐振电路在每个开关周期仅运行1次，而且辅助开关的触发脉冲占空比可以取固定值，这样既使辅助谐振电路的控制变简单，又最大程度地降低了辅助谐振电路损耗，有利于提高效率。通过实验结果得到以下结论：

1）在轻载和满载时，整流器的开关器件都完成了软切换;

2）与硬开关整流器和同类型的电流型软开关整流器相比，在输出功率2 kW～10 kW范围内，本文提出的软开关整流器在效率上具有优势，在额定负载下，本文提出的软开关整流器效率达到98.4%，而且在输出功率增大时，效率提高更明显。

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（编辑：刘素菊）