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RoF系统中光DSB、SSB和OCS双二进制传输特性

2018-11-28王现彬

石家庄学院学报 2018年6期
关键词:载波光纤功率

王现彬 ,王 芳 ,杨 洁 ,张 晶

(1.石家庄学院 机电学院,河北 石家庄 050035;2.山东省产品质量检验研究院 电器安全能效检验研究所,山东 济南 250100)

0 引言

光载无线通信(RoF)系统作为一种无线接入网实现方案,它将射频传输和光纤传输合二为一,通过光纤信道传输微波和毫米波信号,成为解决“最后一公里”的优选技术,同时也是无线局域网(WLAN)及未来5G移动网络的有力支撑,近年来备受研究者关注[1-5].RoF系统由中心站(CS)和居于远端的基站(BS)构成,在中心站处将射频(RF)信号调制到光信号上,成为光载毫米波信号,并通过低损耗的光纤介质传输到基站,在基站处经过光电转换后借助天线将RF信号发送到用户终端.光载毫米波实现技术主要包括直接调制、外部调制、光学外差调制等,其中基于马赫-曾德尔调制器(MZM)的外部调制技术以其性能稳定、实现简单而在文献中多有报道.Zhang等[6]提出了一种单驱动MZM实现光抑制载波(OCS)的RoF系统,其下行二进制开关键控(OOK)数据传输速率为3.5 Gbit/s.Aldhaibani等[7]分析了差分相移键控(DPSK)在基于吉比特无源光网络(GPON)的RoF系统中的传输性能,仿真结果表明该系统可以承载32和64路用户.Ashraf等[8]提出并仿真了一种64相正交振幅调制(64-QAM)全双工密集波分复用-RoF(DWDM-RoF)系统,仿真结果表明当信号在光纤中传输50 km后,每个下行信道和上行信道的误差矢量幅度(EVM)均小于前向纠错限定值.但在现有文献报道中,对于实现简单、频谱利用率高的光双二进制(OD)调制格式在RoF系统中性能分析很少.本研究结合MZM的外调制技术,提出了光双边带-OD(DSB-OD)、单边带-OD(SSB-OD)和OCS-OD等3种调制方案,并对比研究了3种方案的传输性能,其结果可为实际RoF系统设计提供相关参考.

1 系统结构

所提出的DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD等3种调制方案通过两级MZM级联实现:第1级MZM1实现OD,第2级MZM2通过设置相关参数分别实现SSB方案、DSB方案和OCS方案,如图1所示.在第1级MZM1中,PRSB代表待传数据,通过异或门和延时D(1 bit延时)实现预编码:bk=dk⊕bk-1,随后将其通过非归零码(NRZ)发生器变成电非归零码,最后通过延时τ(1/比特率)和相加单元变成电双二进制信号.该电双二进制信号加载到第1级MZM1的双臂上,最终实现基于RoF的OD信号.其中光源中心频率为193.1 THz,光源线宽忽略不计;MZM1消光比为50 dB,插入损耗为0 dB.

图1 基于RoF的OD产生结构图

本振信号(由正弦波发生器产生)反相加载到第2级MZM2的双臂,假定进入第2级MZM的光信号为:

式中A(t)为OD信号,ωc为光载波角频率.则MZM2输出信号E(t)为:

式中ωm为本振信号角频率,V1、V2分别为MZM2上下臂的射频偏置电压,VD1、VD2分别为上下臂的直流偏置电压,Vπ为半波电压,α为MZM2的衰减系数,θ为上下臂射频信号相位差.在分析时一般令VD1=0,两臂间的相对直流偏压为VD=VD2-VD1=VD2,令β=πVD/Vπ,代表由于直流偏置电压所引起的相位偏转,而λ=πVm1(2)/Vπ,代表MZM2的调制深度.

通过设置β、λ及相位差θ的值,结合第1级MZM1,可以分别实现DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD,具体如下:当 β=2π、θ=0 时,可以实现 DSB-OD;设定 θ=π/2,λ=0.5,可以实现 SSB-OD;若 θ=π,λ=1,则可以实现OCS-OD.

图2给出了DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD等3种调制方案的频谱图,在理论分析时,只考虑一阶边带载波和主载波,这主要是因为当λ较小时,高阶边带都可以忽略不计.从图2(a)可以看出,主载波位于193.1 THz处,两个一阶边带载波与主载波的频差为40 GHz.在图2(b)中,消除了193.12 THz处的一阶边带载波,形成了单边带形式,主载波与193.06 THz处一阶边带载波频差也为40 GHz.在图2(c)中,193.1 THz处的主载波被抑制,只留下两个频差也为40 GHz的一阶边带载波,从而形成了OCS-OD格式.

2 结果分析

根据图1所示结构进行了系统性能仿真.在仿真时,除了前述相关参数外,其他参数设置如下:数据传输速率为 2.5 Gbit/s,随机序列长度为 1 024 bit,每 bit抽样 64点;光纤色散系数为 16.75 ps·nm-1·km-1,差分群时延为0.2 ps/km,有效纤芯面积为80μm2,折射指数n2设为2.6×10-20m2/W;PIN光电二极管响应度为1 A/W,暗电流为10 nA.通过频谱仪、误码率(BER)分析仪、光功率计等设备分析相关系统性能.

图3为DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD等3种调制方案的系统Q值随光纤传输距离的变化曲线,3种方案下的入纤光功率统一设定为-5.24 dBm.从图3可以看出,随着传输距离的增大,3种调制方案的系统Q值都在降低.当光纤长度从10 km增大到70 km时,DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD调制方案的系统Q值分别从190,121和136降低到1.8,2.2和2.4.在光纤长度从10 km增大到29 km过程中,OCS-OD系统Q值一直处于最优,DSB-OD次之,而SSB-OD性能最差.这主要是因为当传输距离较短时,光纤损耗小,光功率较大,非线性效应明显,而OCS-OD频谱中两个一阶边带等分光功率,功率分布均匀,与另外两种调制方案相比抗非线性效应较好,故OCS-OD性能最好.

图 2 (a)DSB-OD、(b)SSB-OD 和(c)OCS-OD 调制方案的频谱图

当光纤长度超过29 km后,OCS-OD的系统Q值开始低于DSB-OD;而当光纤长度超过36 km后,OCSOD的系统性能变为最差,此时DSB-OD调制方案的系统Q值最高,SSB-OD性能居中,而这种Q值分布形态主要与色散有关.随着传输距离的增大,色散影响开始加剧,色散会导致脉冲展开,进而引起符号间干扰(ISI),导致误码率升高,系统Q值降低.由于DSB-OD频谱最宽(图2),与另外两种调制方案相比其时域最窄,对色散有较高的容忍度,故随着传输距离的增大,DSBOD的系统性能最好.当Q=6时(不考虑前向纠错时光纤通信系统所能承受的最小Q值,其对应的误码率为 10-9),DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD调制方案的传输距离分别为 56,54,50.1 km.

图4为传输30 km时DSB-OD、SSBOD和OCS-OD调制方案的基带信号眼图,其中各个插图为对应的PIN光电二极管输出端的射频信号眼图.从图4可以看出,当传输距离达到30 km时,DSB-OD的系统Q值为31.5,而OCS-OD的系统Q值为30.3,表明DSB-OD系统传输性能开始好于OCS-OD系统.SSB-OD的系统Q值为26.3,远高于6,仍可用于光通信.

图3 3种调制方案的系统Q值与传输距离的关系

图4 (a)DSB-OD、(b)SSB-OD和(c)OCS-OD调制方案传输30 km时系统眼图

图5 入纤光功率与系统Q值的对应关系

图6 背靠背传输时DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD调制方案的误码率与接收机光功率对应关系

图5 给出了传输距离为 50 km 时 ,DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD调制方案的系统Q值随入纤光功率变化曲线.从图5可以看出,在入纤光功率整个增大的过程中,DSB-OD调制方案的系统Q值始终最大,约为8.8,且随着入纤光功率的增大,Q值从8.8升高到了9.4.系统Q值升高的原因可以做如下解释:随着入纤光功率的增大,系统信噪比增大,故系统Q值上升.而SSBOD和OCS-OD在入纤光功率的整个增大过程中,系统Q值几乎保持在8和6.3不变.系统Q值保持不变可以分析如下:随着入纤光功率增大,系统信噪比开始升高,但入纤光功率增大的同时系统非线性效应影响加大,抵消了信噪比升高的正面作用,最终导致系统Q值不随入纤光功率变化.这也进一步表明DSB-OD调制方案与另外两种调制方案相比具有更好的抗非线性效应能力.

图 6为 DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD调制方案各自背靠背传输时接收机光功率与对应的误码率关系曲线,在图6中还给出了误码率为10-9时3种调制方案各自对应的基带信号眼图.从图6可以看出,当误码率为10-9时,DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD各自的接收机光功率分别为-29.3,-35.1,-32.5 dBm.SSB-OD和OCS-OD的灵敏度相差2.6 dB,而OCS-OD比DSB-OD的灵敏度高3.2 dB.由此可见,SSB-OD调制方案的灵敏度最高.

3 结论

提出并理论分析了DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD调制方案,同时对DSB-OD、SSB-OD和OCS-OD在RoF系统中的传输性能进行了仿真.结果表明:1)当传输距离小于30 km时,OCS-OD系统传输性能最好;当传输距离超过36 km后,DSB-OD调制方案的传输特性最优,故DSB-OD更适于长距离RoF系统传输.2)从抗非线性方面分析,DSB-OD调制方案最佳,OCS-OD调制方案的传输性能最差.3)在接收机灵敏度方面,SSB-OD调制方案表现最好.

综合来看,在较长距离的RoF系统中,更适于采用DSB-OD调制方案.

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