城轨列车PWM编码器电磁干扰的机理及抑制

2018-10-13曾海波邱日强谢雨轩翁文雯

中国铁道科学 2018年5期

朱峰，曾海波，邱日强，谢雨轩，翁文雯

(西南交通大学电气工程学院，四川成都 611756)

城市轨道交通方便大众的出行，它的安全运行至关重要。巴西城轨列车在正常运营过程中，在线路终点站折返线处虽然偶发PWM编码器的电磁干扰问题，表现为脉冲宽度调制(PWM)编码器输出端电阻和金属-氧化物-半导体场效应晶体管(MOS管)烧损，但是严重影响城轨列车的安全运营。

目前，国内外学者对列车的电磁干扰问题进行了大量研究。文献[1—3]研究了不同工况(雷击、升降弓)下车体的过电压问题；文献[4—5]研究了列车上相关的弱电设备如速度传感器、车载设备等受到电磁干扰的机理及抑制措施。以上的研究对象大多数为高速动车组，而在城轨列车方面，文献[6]研究了基于通信的列车自动控制系统(CBTC)设备间的无线干扰问题；文献[7]通过现场实测分析了列车运行过程中产生的电磁干扰对轨道信号、车地通信信号的影响；文献[8]针对地铁直线电机分析了其干扰源和受干扰对象，提出了具体的车辆电磁兼容解决方案；文献[9]分析了城轨通信系统中抑制电源电磁干扰的措施。综上可知，对城轨列车PWM编码器电磁干扰的研究，相关文献报道较少。

本文基于巴西城轨列车PWM编码器功能及工作原理，进行电磁干扰源和耦合途径的排查，确定干扰源与耦合途径后研究其耦合机理并提出相应的电磁干扰抑制措施。该研究有效解决了PWM编码器的电磁干扰问题，可为后续出现相类似电磁干扰问题提供一定经验基础。

1 PWM编码器功能及工作原理

PWM编码器主要用于控制巴西城轨列车的牵引或制动，该列车牵引/制动控制系统结构如图1所示。由图1可见：司机通过控制手柄输出0～10 V模拟信号作为PWM编码器的输入信号，PWM编码器将模拟信号转换成占空比为15%～85%的PWM信号，再输入到每个牵引、制动控制单元，牵引或制动控制单元中的CPU对PWM信号的上升沿和下降沿进行捕捉，测出PWM信号的脉冲宽度，计算出牵引或制动力转矩指令并实现相应的牵引或制动力。

图1 巴西城轨列车牵引/制动控制系统结构

PWM编码器的工作原理电路如图2所示。图中：红色虚线圈出的部分为受电磁干扰导致烧损的元器件，其中R155和R156为输出端电阻，Q2和Q3为2SK2231型MOS管；Q1为2SK982型MOS管；R151，R152，R153，R154和R157分别为不同取值的电阻；C，C1，C2和C3分别为不同取值的电容；TLP555为光耦合器；RA14A，RA14B为某封装电路。

图2 巴西城轨列车PWM编码器工作原理电路

PWM编码器工作时，TLP555及其左边的电路将模拟信号转换输出为+12 V高电平或0 V低电平，控制Q1和Q3的导通或截止。当TLP555输出高电平时，Q1和Q3同时导通，PWM编码器输出低电平，电容C2充电；当TLP555输出低电平时，Q1和Q3同时截止，电容C2通过电阻R153和R154放电使得Q2导通，PWM编码器输出高电平。

2 电磁干扰源的确定

2.1 干扰源的排查

由文献[3]可知，动车组在升降弓或者运行途中产生的电弧可能会引起车体过电压问题，对设备造成干扰。但由于PWM编码器受电磁干扰时城轨列车均停在折返线上，不存在电弧现象，所以可排除电弧为干扰源。

电磁干扰耦合途径包括传导和辐射耦合，考虑到城轨列车PWM编码器受电磁干扰时，临近的其他弱电设备均没有受到电磁干扰，因此，可判断造成PWM编码器电磁干扰的耦合途径不是来自周围空间的辐射耦合，只能来自传导耦合[5]。

PWM编码器受电磁干扰的地点均在某终点站折返线上，且时段均在早晚运行高峰期。城轨列车停在某一股道时，PWM编码器输出端电阻与MOS管烧损，说明遭受了强电压或电流的冲击。

根据GB/T 24338.5—2009《轨道交通电磁兼容第4部分：信号和通信设备的发射与抗扰度》中规定的对设备电磁兼容传导抗扰度试验要求，对受试设备PWM编码器分别进行静电放电、电快速瞬变脉冲群、浪涌冲击3种抗扰度试验，相关说明如下。

(1) 对PWM编码器的金属外壳进行静电放电抗扰度试验，可验证电磁干扰是否来自外界的静电放电。因为MOS管本身的输入电阻很高，而栅源极间电容又非常小，极易受外界静电的感应而带电，少量电荷就可在极间电容上形成相当高的电压，将MOS管损坏。

(2) 对PWM编码器的电源端口、PWM信号输出线进行电快速瞬变脉冲群抗扰度试验，可模拟来自VVVF逆变器与辅助变流器中电力电子器件的持续开关动作在电源端口、信号输出线上耦合的瞬变脉冲群干扰电压，验证其电磁干扰是否来自电快速瞬变脉冲群。

(3) 对PWM编码器的电源端口、输出端口进行浪涌冲击抗扰度试验，可验证电磁干扰是否来自外界的浪涌冲击电压。

试验具体配置、操作方法、步骤与等级电压均为GB/T 24338.5—2009中的规定要求，相关试验仪器及技术指标见表1，试验结果见表2—表4。

由表2、表3可知：PWM编码器受到的电磁干扰不是来自静电放电、电快速瞬变脉冲群。

由表4可见：①当浪涌冲击电压不小于1.6 kV且达到一定试验次数(不大于20次)时，PWM编码器会受到电磁干扰，说明浪涌冲击电压是导致PWM编码器输出端电阻和MOS管烧损的直接原因。②使其烧损所需的浪涌冲击试验次数随着浪涌冲击电压的增大而减小，当试验电压大于1.9 kV时，输出端电阻和MOS管瞬间烧损。

表1 仪器型号及技术指标

表2 静电放电试验结果

表3 电快速瞬变脉冲群试验结果

表4 浪涌冲击试验结果

2.2 输出端浪涌冲击抗扰度试验

输出端浪涌冲击抗扰度试验的电路拓扑如图3所示[10]。图中：虚线左边为浪涌发生器的输出，且U为浪涌冲击电压，R0为内阻；中间为由电阻R1与电容C0串联组成的耦合网络；右边为负载R2，即PWM编码器输出端电阻。根据GB/T 24338.5—2009的要求，取R0=2 Ω，R1=40 Ω，C0=0.1 uF，U随试验等级而变化。R2的取值随PWM编码器输出电平而变化。当PWM编码器输出低电平时，因为Q3的导通电阻约为0.2 Ω，所以R2为导通电阻0.2与2.2 Ω电阻串联后再与2.4 kΩ电阻并联的值(约为2.4 Ω)；当输出高电平时，因为Q3截止，且Q3的DS极间并接了反向二极管，所以R2为反向二极管与2.2 Ω电阻串联后再与2.4 kΩ电阻并联的值。

图3 浪涌冲击抗扰度试验电路拓扑

为进一步分析浪涌发生器输出的浪涌冲击电压耦合至PWM编码器输出端的电压，将浪涌冲击电压U进行傅里叶(FFT)变换，得到频域内每个频率处的电压U(fk)，其中fk为第k个频率。由图3可知，负载端在频率fk处的电压U2(fk)为

(1)

式中：j为虚数。

为方便比较，计算浪涌冲击电压耦合至负载端的电压有效值Ue为

(2)

式中：n为FFT变换后的所有频率个数；|U2(fk)|为频率fk处的负载端电压幅值。

因为频率fk处的负载端电压U2(fk)对应的时域波形为正弦信号表达式，所以在PWM编码器输出高电平且当该正弦信号为正值时，二极管截止，负载电阻R2约为2.4 kΩ；当该正弦信号为负值时，二极管导通，与输出低电平情形类似。为简化计算，根据电压有效值的定义可知，正弦电压信号经过二极管后的电压有效值约为原有效值的0.707倍。所以，由式(1)和式(2)可分别得到PWM编码器输出高、低电平时，对应表4中的浪涌输出耦合至负载端的电压有效值Ue，见表5。

表5 浪涌输出耦合至负载端的Ue

由表5可见：当PWM编码器输出低电平时Ue太小，不会使PWM编码器烧损，其烧损的直接原因为PWM编码器输出高电平时遭受了一定次数(不大于20次)且有效值超过182.43 V的浪涌冲击电压。

2.3 浪涌冲击电压的来源

巴西城轨4节编组列车(2节动车2节拖车)的接地系统布局如图4所示。图中：小圆圈代表轮对轴端接地点，每节动车(MC)上有4个接地点，每节拖车(TC)上有2个接地点。

图4 城轨列车接地系统布局

城轨列车接地分为工作接地和保护接地，其具体结构如图5所示。由图5可见：工作接地的两端分别连接牵引逆变器(VVVF)与接地汇流排端子，将受电弓从接触线上获取的电流通过轮对轴端碳刷连接至车轮，再通过钢轨流回至牵引变电所；保护接地的两端分别连接车体与接地汇流排端子，实现车体的接地；该列车接地系统中的工作接地与保护接地在接地汇流排处重合。

图5 工作接地和保护接地结构

通过现场调研发现，折返线处的股道钢轨质量很差，钢轨电连接处的连接线生锈严重，有的甚至几乎是断开状态，导致阻抗变大[11]，严重影响了牵引电流的正常回流，部分电流将通过保护接地线进入车体回流，改变车内电磁环境[12]。当折返线处多条股道上均有列车运行时，牵引电流也可能通过横向连接线进入相邻股道，增大进入车体的电流。车体是车上所有弱电设备的公共地，进入车体的大电流很容易对电气设备产生电磁干扰，甚至烧损。为此，利用电流采集装置，对某一发生过故障的城轨列车停靠在某股道上时进行电流捕捉，捕捉的进入车体的瞬态电流I如图6所示。

图6中的瞬态电流通过接触线与车体间的自感和车体电阻使得车体首尾两端电压不平衡。PWM信号输出电缆采用屏蔽电缆，且双端接地，故车体不平衡电压直接施加在屏蔽层两端，再通过耦合至芯线间形成浪涌冲击电压。由此可确定进入车体的瞬态电流为电磁干扰源，是导致PWM编码器故障的根本原因。

图6 通过保护接地进入车体的瞬态电流

3 电磁干扰耦合机理

3.1 容性耦合模型

电缆屏蔽层两端的不平衡电压产生的电流在屏蔽层上流动，对芯线不产生影响。其主要通过屏蔽层与芯线间的电导与电容将干扰电压耦合至芯线。又因芯线与屏蔽层间的绝缘良好，所以不考虑其间的电导[13]。因此，PWM编码器受电磁干扰的传导耦合主要为容性耦合方式，据此建立容性耦合模型如图7所示。图中：Uc为电缆屏蔽层两端不平衡电压；C10和C20分别为屏蔽电缆两芯线与屏蔽层间的电容；C12为两芯线间的电容；C为图2中PWM编码器输出端负线与屏蔽层内部间的电容。

图7 容性耦合模型

3.2 参数计算

3.2.1 电缆芯线与屏蔽层间电容

城轨列车PWM编码器的信号输出电缆为二芯屏蔽电缆，其结构如图8所示。图中：r1为芯线的半径；r2为屏蔽层的半径；d12为两芯线中心间距。

图8 二芯屏蔽电缆结构

电容C10，C20和C12的计算公式近似为[15]

(3)

(4)

式中：ε0为真空中的介电常数;εr为芯线与屏蔽层间介质的相对介电常数;l为电缆长度(设与车体总长度一致)。

3.2.2 接触线与车体间自感

为计算电缆屏蔽层两端不平衡电压Uc，需计算接触线与车体间的自感与车体总电阻。假设流经车体的电流在车体上分布均匀，根据文献[14]中的等效原理，将车体等效为具有一定厚度的圆柱体，将接触线等效为1根细导线，其等效模型如图9所示。图中：ra为接触线的等效半径，rb和rc分别为车体等效圆柱体的外半径和内半径；d为两圆柱体轴间距离。

图9 接触网—车体等效模型

城轨列车车体实际可近似为长方体，其宽为b,高为h，单位长度车体质量为m，密度为ρ，车体等效圆柱体的rb和rc分别为

(5)

(6)

根据文献[15]中的自感推导原理，可得接触线与车体间的自感L为

(7)

式中：μ0为真空中的磁导率。

由文献[16]中分布参数的物理模型可知，车体上的电感Lc为自感L的1/2倍。

3.2.3 车体不平衡电压

单位长度车体电阻为R3，车体间连接处电阻为R4，故4节编组城轨列车的车体总电阻R为

R=lR3+3R4

(8)

将图6中的瞬态电流I进行FFT变换，得到频域内每个频率处的电流值I(fg)，fg为第g个频率，g=1,2,…,N，N为FFT变换后的频率个数，则在每个频率处车体不平衡电压Uc(fg)为

Uc(fg)=(R+j2πfgLc)I(fg)

(9)

3.3 分析结果

由图7所示的容性耦合模型可见：频域内每个频率处的PWM编码器输出端电压U12(fg)为

(10)

其中，

通过查阅资料、现场实测和等效计算等方式，得到巴西城轨列车PWM编码器的相关参数取值，见表6。

表6 巴西城轨列车PWM编码器相关参数取值

由式(8)、式(9)可计算出频域内每个频率处的车体不平衡电压Uc(fg)，通过快速傅里叶反变换(IFFT)得到车体不平衡电压的时域波形如图10所示。由图10可见：车体不平衡电压波动剧烈，最大值可达3.55 kV。

由式(3)—式(10)可得频域内每个频率处的PWM编码器输出端电压U12(fg)，再根据式(2)可计算出PWM编码器输出端电压有效值：当PWM编码器输出低电平时，其电压有效值为9.64 V；当PWM编码器输出高电平时，其电压有效值为183.95 V。将U12(fg)进行IFFT变换，得到PWM编码器输出端电压的时域波形如图11所示。现场用示波器捕捉的PWM编码器输出端单个瞬态电压如图12所示，该实测电压峰值约为1.7 kV，与图11中的峰值1.717 kV基本吻合，验证了上述理论分析和模型的正确性。

图10 车体不平衡电压的时域波形

图11 PWM编码器输出端电压的时域波形

图12 PWM编码器输出端的瞬态电压

分别将PWM编码器输出端的时域电压、电压有效值与表4、表5对比可知：由于浪涌能量的累积效应，当PWM编码器输出端遭受大约20次这种耦合冲击电压时，会造成输出端电阻和MOS管烧损，也解释了PWM编码器受电磁干扰时频率不高的原因。

4 电磁干扰抑制措施

针对干扰源的产生机理，在每根保护接地线连接车体那端分别串联1个50 mΩ的电阻，以降低通过保护接地进入车体的电流值。串联电阻后进入车体的瞬态电流如图13所示。与图6相比可见：进入车体的瞬态电流最大值由119.5 A下降至58.75 A，降低了约50%的干扰源幅值。

图13 保护接地加50 mΩ电阻后进入车体的瞬态电流

从敏感设备的角度出发，PWM编码器的输出端电阻和MOS管在遭受如表4中的浪涌冲击电压烧损，浪涌冲击电压的能量特别大，普通的滤波器无法抑制，故试验中选用型号为SMCJ24CA的瞬态电压抑制器(TVS管)进行浪涌冲击电压的抑制。PWM编码器输出端两芯线对地间加装TVS管后的浪涌冲击试验电路结构如图14所示。由图14可见：当电路正常工作时，TVS管处于截止状态，不影响正常工作；当电路出现异常过电压并达到其击穿电压时，它迅速由截止状态变为导通状态，提供1个低阻抗路径使流向输出端的瞬态大电流转而分流到TVS管吸收或泄放至地，从而保护PWM编码器不被烧损。

图14 PWM编码器输出端加装TVS管后的浪涌冲击试验电路结构

试验结果表明：PWM编码器输出端能抗击的浪涌冲击电压约为3.3 kV，比表4中未加TVS管时抗击的1.6 kV提高了约1.7 kV；相对应得该浪涌冲击电压耦合至输出端的电压有效值约为344.01 V，比表5中未加TVS管时抗击的输出端口电压有效值提高了约161.58 V。该试验结果验证了TVS管能有效抑制浪涌冲击电压，增强了PWM编码器输出端口的抗扰性。

综上采取的2种干扰抑制措施运用于巴西城轨列车后，PWM编码器的输出端电阻和MOS管烧损问题得到有效解决，再次验证了其有效性。