电动汽车充电机谐波特性分析及抑制

2018-05-24赵强松

机械工程与自动化 2018年2期

梁芬，赵强松

(1.中原工学院信息商务学院，河南郑州 450007； 2.中原工学院电子信息学院，河南郑州 450007; 3.南京航空航天大学自动化学院，江苏南京 210016)

0 引言

随着能源危机和环境污染的加剧，如何高效、清洁地利用能源变得尤为重要，电动汽车是新能源汽车工业发展的重要方向之一[1]，作为电网与电动汽车接口的充电站是电动汽车的重要配套设施。充电站中的充电机为非线性设备，在充电过程中会产生大量的谐波电流，对智能电网造成很大的危害[2]。因此，对充电机谐波特性及抑制方法的研究对今后大规模充电站的建设、提高电网质量等具有重要意义。

在对充电机谐波抑制的方法和措施上，目前多采用十二脉整流、有源电力滤波以及PWM整流等方法[3-5]；在入网电流控制方法上，传统PI控制操作简单、易于被广泛采用，为了提高系统的控制精度，文献[6]采用准PR控制，文献[7]采用基于空间矢量的滞环控制方法等，但这都在一定程度上增加了控制器的复杂度。本文搭建了LCL结构PWM整流充电机仿真模型，通过选取合适的PI参数，降低了网侧电流的总畸变率THD，且系统具有良好的动态特性。

1 LCL结构PWM整流充电机拓扑结构与数学模型

LCL结构三相电压型PWM整流充电机主电路拓扑结构图如图1所示，其中ea、eb、ec为电网侧三相电压，电网侧电感和整流器侧电感分别为Lg、L，直流侧电流和负载电流分别为id和iL，ud为直流侧电压，C为直流侧滤波电容，Cf为交流侧滤波电容，电容电流分别为ica、icb、icc,iga、igb、igc分别为网侧三相电流，六个IGBT组成三相桥式整流电路，整流器侧电流分别为i2a、i2b、i2c，整流器三相控制电压分别为ua、ub、uc。

以单相PWM整流充电机为例，忽略电感内阻，根据图1可得出LCL结构的PWM整流充电机中网侧电流Ig(s)与整流器控制电压U(s)的传递函数为：

(1)

图1 LCL结构PWM整流充电机拓扑图

由于LCL系统中存在谐振极点而不稳定，若采用无源阻尼抑制[8]，设交流侧滤波电容Cf上串联三相电阻Rc，忽略电感内阻，网侧电流Ig(s)与整流器控制电压U(s)传递函数为：

(2)

取式(1)和式(2)中各参数分别为：Lg=3 mH，L=2.6 mH，Cf=10 μF，Rc=10 Ω，采用无源阻尼前后的伯德图如图2所示。显然，采用无源阻尼后系统谐振点频率处增益明显降低。

2 充电机模型中谐波分析

充电站中的谐波主要来源有：①电网背景谐波；②PWM整流装置中PWM死区产生开关频率整数倍谐波，这些谐波扰动信号是周期的。文中采用LCL结构的PWM整流充电机模型能很好地抑制电网中存在的高次谐波，但在实际电网电压中仍然含有很多低阶次谐波，如含有大量的工频整数倍谐波[9-10]，在该频率区域内，系统开环增益较低，降低了低频处系统谐波抑制能力。

大量实验和研究结果表明:对于现阶段广泛采用的三相不可控桥式6脉动整流充电机，以网侧电流A相为例，进行傅里叶分解[11]，得：

(3)

其中：ω为电流角频率；I1为基波电流有效值；In为谐波电流有效值。

图2 采用无源阻尼前后控制系统bode图

可见，对于三相桥式不控整流充电机，其谐波电流次数主要是5次、7次、11次、13次等；谐波电流大小与谐波次数成反比,谐波的次数越大,谐波电流值越小。并且在充电机一个充电周期内，谐波的幅值随着充电时间发生变化，其变化规律如图3所示。

图3 三相桥式不控整流充电机谐波变化规律

3 PWM整流器控制

整流电路的控制目的是实现网侧电流正弦化，且与输入电网电压同相位，从而获得单位功率因数；系统的直流电压输出稳定，且动态响应快，稳态误差小；能量可在交直流两侧流动，系统能够四象限运行。对于单相PWM整流器常采用的控制方法有网侧电流控制、直流侧电压控制等，其中直接电流控制多采用直流侧电压外环、网侧电流内环的双闭环策略，其动态响应速度快、稳态控制精度高、鲁棒性好，被广泛应用[12-13]。本文采用的矢量控制属于基于电压定向的直接电流控制，其控制结构如图4所示，其中GLCL(s)为网侧电流ig(s)与整流器控制电压u(s)的传递函数，GPI(s)为PI控制器传递函数，iref为参考电流，ug为电网电压，ig为电网电流，E(s)为误差信号。

取采样频率为10 kHz，参考信号频率为50 Hz，根据参考文献[14]取比例积分系数Kp=5，Ki=14 000，系统的开环bode图如图5所示，其中GLCL(ejω)为PWM整流充电机开环传递函数，GPI(ejω)×GLCL(ejω)为PI控制系统开环传递函数，根据图5可知，该参数能满足系统稳定性的要求。