梁 斌，谢家祖，史 君，王 为

（天津师范大学电子与通信工程学院，天津 300387）

社会用电负荷的增加，导致电力系统扩容的难度逐步加大.在电力电子技术成熟的条件下，微电网技术的研究和应用获得重视[1-2].三相逆变器作为微电网中的大多数可控微源，在微电网不同运行模式下的控制策略的研究中尤为重要.针对不同的电网环境，相关学者对三相逆变器的拓扑模型、控制策略和调制算法做了大量研究[3-6].目前，三相逆变器一般选择单片机作为SPWM调制的核心器件[7]或DSP作为SVPWM调制的核心器件[8].在交流微电网的技术研究中，本文设计了一款能向三相对称Y连接电阻负载提供三相对称交流电的并网逆变器，为提高逆变器的效率，尽量降低功耗和成本，在STM32单片机上通过硬件定时器和软件算法相结合的方式，实现了SVPWM的调制控制.实验结果表明，当负载线电流有效值为2 A时，线电压有效值为（24±0.2）V，频率为（50±0.2）Hz，线电压谐波畸变率（THD）为1.44%，逆变器的效率为87.70%，负载线电流有效值在0 A～2 A间时，负载调整率为0.25%.

1 主电路及驱动电路设计

主电路拓扑结构如图1所示，由Q1～Q6功率开关管构成3组对称的桥臂，实现三相桥式DC-AC逆变转换电路.L1～L3和C1～C3构成三相LC滤波电路.RL1～RL3为Y连接的对称负载.

图1 主电路拓扑结构Fig.1 Topological structure of main circuit

在微电网系统中，对逆变器并网电流的总谐波畸变率要小于3%.因此并网逆变器的输出滤波器的设计和参数选择极为关键，本设计为小功率并网逆变器，由于开关频率较高，故采用LC型滤波器.为了让滤波器输出的电压近似为正弦波，又能减少逆变器输出电压中高于截止频率的低次谐波，其截止频率fL=既要小于PWM输出电压含有的最低次谐波频率，又要远大于基波频率，再综合滤波电感和电容的体积因素，取截止频率为开关频率的0.1倍.本设计的PWM输出开关频率为10 kHz，故二阶LC滤波器的截止频率为1 kHz.这里选取C1～C3的滤波电容为4.7 μF，计算得滤波电感值为5.4 mH.故L1～L3选用直径1 mm的漆包线在外径为18 mm、内径为10 mm、厚度为6 mm的磁环上绕制20匝，可达到要求.

为主电路配置的驱动电路如图2所示，完整的驱动电路由3组图2电路构成.

图2 MOSFET驱动电路Fig.2 MOSFET drive circuit

这里只介绍一组上下桥臂的驱动电路.驱动芯片IR2110由+5 V电源供电，其9脚VDD端并联的电容能够抗干扰，使芯片稳定工作.10和12脚分别为高侧和低侧PWM信号输入端.7和1脚分别为高侧和低侧PWM信号驱动输出端，其与MOS管的栅极间串有10 Ω的驱动电阻，取值根据经验公式＜Rg得到.L为驱动信号输出端到栅极驱动电阻Rg的连接线的电感，取值为40 nH.C为MOS管栅源极电容，由IRF540数据手册得其值为1.12 nF.为了保证MOS管在关断状态时栅极电荷得到快速的泄放，在Rg处并联了FR107快速恢复二极管.

自举二极管D2和电容C14是IR2110在PWM驱动模式下挑选和设计的元件.一般工程应用中取C14＞2Qg/（VCC-10-1.5），其中：Qg为MOS管的栅电荷，由IRF540数据手册得其值为30 nC；VCC为栅极驱动电压，12 V.自举二极管的管压降取为1.5 V，故C14＞0.12 μF即可.这里 C14选容值为 0.22 μF，耐压 35 V的电解电容.

2 检测及控制电路设计

电压、电流和相位的检测电路如图3所示.

图3 检测电路原理图Fig.3 Schematic diagram of detection circuit

采用ZMCT101B电压互感器对交流线电压和相位进行测量.该互感器额定输入、输出电流均为2 mA，变比1 000∶1 000，线性范围 0～1 000 V 对应0～10mA，线性度不大于0.2%.逆变器输出的交流线电压最高为24 V，由额定输入电流2 mA得输入电阻R4=12 kΩ，此时互感器输出电流同样为2 mA，选120 Ω的采样电阻得到240 mV的交流电压.该电压经过由U3及外围器件构成的精密整流电路后，得到脉动的直流电，再经由U2构成的同向放大器放大12倍后提供给AD转换通道.同时互感器的输出电压还经过由U1及其外围电路构成的过零比较电路将50 Hz的正弦波变成方波，提供给处理器的捕获引脚，进行相位跟踪.

采用ZMCT103C电流互感器对交流线电流进行测量.其额定输入电流为5 A，额定输出电流为5 mA，变比1000∶1，线性范围0A～10A对应0mA～10mA，线性度不大于0.2%.逆变器输出的交流线电流最高为2 A，由变比关系得输出电流为2 mA，选120 Ω的采样电阻得到240 mV的交流电压.该电压经过由U4及外围器件构成的精密整流电路后，得到脉动的直流电，再经由U2构成的同向放大器放大12倍后提供给AD转换通道.

逆变器的核心控制电路如图4所示.

图4 核心控制电路原理图Fig.4 Schematic diagram of core control circuit

核心控制电路以32位ARM芯片STM32F103RCT6（意法半导体公司生产）为核心，通过稳压芯片SPX1117-3.3将直流5V变换为3.3V对其供电.R1和C1构成上电复位电路，其低电平的复位时间τ=10kΩ×0.1μF=1 ms.芯片的3、4引脚配置了32.768 kHz的低频晶振，为其内部实时时钟提供频率源.5、6引脚配置了8 MHz的高速晶振，通过芯片内部的倍频器可以提供72 MHz的系统工作时钟.芯片的14～17和20、21引脚为6路12位的AD转换通道，分别负责3路线电流和3路线电压的采样工作.芯片的34～36引脚负责三相线电压的相位采集.芯片的37～39、23和26～27引脚负责三相桥式逆变电路功率开关器件的PWM驱动控制.

3 控制策略及SVPWM的实现

系统采用PI调节器实现电流内环和电压外环的双闭环调节方案，其双闭环控制原理如图5所示.

图5 双闭环控制原理图Fig.5 Block diagram of double closed loop control

双闭环控制能增强抗负载电流扰动能力，使输出电压波形更稳定，从而提升动态响应.设电压外环的传递函数为电流内环的传递函数为Gi=式（1）和式（2）分别为系统d轴的输出响应和系统方程[9].

使用7段式SVPWM[10]，首先确定UOUT所在扇区及基本电压矢量的作用时间.当UOUT以Oαβ坐标系上的分量形式 UOUTα和 UOUTβ给出时，根据式（3）计算 B0、B1、B2.

再利用 P=4sgn（B2）+2sgn（B1）+sgn（B0）计算 P 值，其中sgn（x）为符号函数.通过查表[10]可判定扇区号.

将UOUT、Ux和Ux±60投影到平面直角坐标系，可得式（4）.

由式（4）计算得 t1和 t2，根据 TPWM=t1+t2+t0可得到零矢量的作用时间.

最后根据PWM调制原理，计算出每一相对应比较器的值：

其中taon、tbon和tcon分别为对应的比较器的值，不同扇区比较器的值分配见表1.

表1 不同扇区比较器的值Tab.1 Values of comparators in different sectors

对于软件编程，设置STM32F103RCT6内置的TIM8定时器为连续增减计数模式，通过查表的方法确定电压矢量的工作扇区号，再根据式（4）～式（5）确定表1内比较器的寄存器数值，并建立数据表，接着利用查表法确定填入定时器TIM8的比较寄存器的数值，从而实现SVPWM波的输出控制.

4 实验结果

本文设计并制作了用于微电网并网研究的三相逆变器样机，其实物如图6所示，输出的三相交流电压的波形如图7所示.使用PA3000功率分析仪器测试了逆变器的输出数据，见表2，输出数据达到了技术指标的要求.实测结果说明硬件电路的设计方案和器件选型满足基本要求，采用的PI双闭环调节器和SVPWM驱动方式也满足软件设计的基本要求，该三相逆变器的性能和效率均较优.

图6 三相逆变器样机实物图Fig.6 Real diagram of three-phase inverter prototype

图7 三相逆变器输出电压波形图Fig.7 Output voltage waveform of three-phase inverter

表2 三相逆变器实测参数Tab.2 Measured parameters of three-phase inverter

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