全大英，刘恒良，孔维太，金小萍

(中国计量大学 信息工程学院，浙江 杭州 310018)

一种基于软件无线电的频谱扫描技术

全大英，刘恒良，孔维太，金小萍

(中国计量大学 信息工程学院，浙江 杭州 310018)

在无线电综合测试仪的设计中，频谱扫描是一项基础技术.将需要扫描的频谱划分成子带，进而提出了一种通过在模拟前端采用可变频率本振的混频器和低通滤波器实现子带信号分离，然后对子带信号进行采样并且变换到频域，最后将所有子带频谱拼接获得完整频谱的技术.为了实现该技术，设计了一个由软件无线电(Software-defined Radio, SDR)接收机和数字信号处理片上系统(System on Chip, SOC)组成的软件无线电平台.随后，在基于该平台实现的综测仪原型上对频谱分析技术进行了验证.仿真和实验表明，该方法和原型样机能够对0～6 GHz范围的频谱进行扫描，同时具有较低的噪声水平和较好的动态范围，且能够提供相位谱，因而适用于嵌入式频谱仪和无线电综测仪的应用场合.

频谱分析；子带；软件无线电；无线电综合测试仪.

Abstract: Spectrum scanning is one of the basic techniques employed in the design of radio test instruments. In this paper, a mixer with variable local oscillator frequency followed by a low pass filter was adopted to acquire data to calculate the sub-bands of the entire spectrum. The sub-band signals are sampled and converted to the frequency domain. The entire spectrum was reconstructed by splicing the sub-bands spectrum. To implement this scheme, we proposed a software-defined radio platform, which was composed of a software-defined radio (SDR) receiver and a digital signal processing system on chip (SOC). Finally, a radio test set prototype was implemented based on the platform, which verified the proposed spectrum analysis scheme. Simulations and experiments show that the proposed scheme and the prototype are able to analyze the spectrum within 6GHz span, with low noise and high dynamic range, and can also provide the phase spectrum. The proposed scheme and the prototype are suitable for applications in built-in spectrum analyzers and radio test instruments.

Keywords: spectrum analysis; sub bands; software-defined radio; radio test set

传统扫频式频谱仪的射频前端采用超外差式的结构，首先对射频信号进行变频，然后在中频进行滤波和功率检波，以获得该分辨率带宽内的信号功率；同时，不断改变射频本振频率并相应进行上述功率检波以达到扫频的目的[1-2].随着数字信号处理技术的发展，一方面人们对传统扫频仪的中频信号进行了数字化处理，提高了扫频仪的精度和灵活性；另一方面出现了直接对信号进行高速采样，然后进行数字傅里叶(DFT)变换的纯数字式频谱仪[1-6].

传统扫频式频谱仪支持的带宽大，成本相对较低，但是存在模拟功率检波易受环境影响，精度受限，电路实现灵活性不够等缺点.对于中频信号处理的数字化在某种程度上改进了传统扫频式频谱仪的处理能力和灵活性.传统扫频式频谱仪还有一个问题是无法获取相位谱[5,7].

纯数字式频谱仪处理精度高，能够获得相位谱，但是受限于ADC的性能和Nyquist采样定律，往往无法做到很宽的频段[3-5].

结合传统扫频式频谱仪和纯数字傅里叶变换式频谱仪的优点，本文采用一个软件无线电平台实现了一个小型的实时频谱仪.该频谱仪支持对高达6 GHz的信号频谱进行分析，并且能够同时提供功率谱和相位谱.由于采用了软件无线电架构，该频谱仪电路简单、体积小、接口丰富，能够满足大量便携式、嵌入式的频谱分析需求.

本文章节安排如下：

第一节给出了频谱扫描的基本流程，并讨论了实现中需要考虑的参数选择问题.第二节给出了实现上述频谱扫描算法的软件无线电平台软硬件实现架构.第三节给出了仿真结果以及在一个实际的嵌入式扫频仪原型上测试的结果.第四节对全文做出总结.

1 算 法

1)频谱扫描算法流程

当需要分析高达6 GHz的信号频谱的时候，现有器件无法满足直接采样的要求.因此需要结合传统扫频式频谱仪的射频前端，将频谱分段扫描.针对其中的一段频谱，采用数字式频谱仪的FFT计算方法获取功率谱和相位谱.

假设扫描的频段为

[fs,fe].

(1)

为了获得[fs,fe] 频段内完整的频谱，需要完成如下步骤：

a)模拟混频：假设输入模拟信号表示为s(t)，经过混频的信号表示为sbb(t) ，则混频到基带的信号表示为

sbb,n(t)=s(t)·exp(j·2πfrc,n),

(2)

其中frc,n表示第n次计算时的本振频率，sbb,n(t)表示第n个子带信号.

b)滤波：在对信号采样时为了满足Nyquist采样定律，需要对sbb,n(t)进行抗混叠滤波，滤波之后的信号sbc,n(t) 可以表示为

sbc,n(t)=sbb,n(t)⊗h(t).

(3)

其中⊗表示卷积计算；h(t)表示抗混叠滤波器的冲激响应，将sbc,n(t)的频段限制在抗混叠滤波器带宽Bbc范围之内，其中Bbc最大可以取Bsmax，并且Bbc小于采样频率fsampling.

c)采样：采用高于Bbc的采样率采样sbc,n(t)，得到sbc,n(m),m=0,1,...,Lfft-1 ，Lfft为FFT计算的点数.

d)通过FFT计算获得每一段信号的功率谱和相位谱

Pbc,n=20·log10{fftshift[abs(fft(sbc,n)]}

Phbc,n=angle{fftshift[fft(sbc,n)]} .

(4)

2)算法实现参数分析

考虑到性能和实现的复杂度折中问题，需要分析上述步骤中的参数选取原则.

a)频谱子带带宽Bsub，抗混叠滤波器带宽Bbc，采样频率fsampling设计：

首先Bsmax为前端最大处理带宽，所以Bsmax>Bbc；然后，为了保证整个频谱子带各频率分量不被滤除，抗混叠滤波器带宽Bbc需要大于频谱子带带宽Bsub；最后为了确保子带频谱不发生混叠现象，采样频率fsampling需要大于抗混叠滤波器带宽Bbc，假设为复信号处理.

因此，为了得到正确的拼接频谱，需要满足:

Bsmax≥Bbc>Bsub,

(5)

fsampling>Bbc.

(6)

b)扫频分辨率：

扫频分辨率取决于采样带宽fsampling和采样深度或者FFT计算点数.一般而言，扫频分辨率fresolution可以表示为

fresolution=fsampling/Lfft.

(7)

其中，fsampling为采样带宽，Lfft为FFT计算点数或采样深度.

c)扫频速度

扫频速度与频率分辨率和子带带宽密切相关.频率分辨率越高，则意味着处理相同子带带宽时FFT的长度Lfft越大，即每个子带的处理时间越长，造成子带切换的周期越长.而在相同分辨率条件下，选择子带的带宽也会影响扫频速度：子带带宽越大，造成一次FFT的长度Lfft越大，但是子带切换的次数会变少；相反，子带带宽越小，造成一次FFT的长度Lfft越小，但是子带切换的次数会增加.工程实现时应该结合软硬件设计，合理选取频率分辨率和子带带宽.

d)存储容量

2 实 现

上述的算法步骤，适合于采用软件无线电平台实现.在模拟前端完成本振频率可变的直接变频，将信号不同子带变换到基带，经过低通滤波后进行采样，并进行数字降采样；然后在数字信号处理平台进行FFT计算完成频谱分析，最终将所有子带的频谱拼接后获得完整的频谱.

1)用于频谱分析的软件无线电平台

本文采用了一个高集成度的平台，主要包括一个高性能的模拟前端和数字采样率变换模块组成的软件无线电接收器和一个由双核ARM和可编程逻辑(PL)组成的高性能数字信号处理平台.见图1.

图1 应用于频谱扫描的软件无线电平台Figure 1 Software-defined platform for spectrum scanning

图1所示的软件无线电接收机选用Analog Device公司的AD9361.而DSP 平台采用Xilinx公司的Zynq SOC.

Analog Device公司的AD9361是一款高性能、高集成度的射频(RF)收发器，它在单个器件中集成了所有收发器必要的RF、混合信号和数字模块，并具有可编程能力.其工作频率为70 MHz～6 GHz，通道带宽为200 kHz～56 MHz[8-9].AD9361的功能框图如图2所示.

图2 AD9361接收端架构Figure 2 Architecture of RX link of AD9361

从图2可以看出，AD9361采用的是零中频架构，接收到的RF信号不经过中频变频，而是直接变频到基带信号.芯片包含了射频放大器、混频器、模拟滤波器、12 位的 ADC 和 DAC、数字滤波器、采样率变换等模块，另外还集成了收发通道的频率合成器，用于为RF信号路径生成需要的本振信号.

由于AD9361是零中频架构，会产生直流偏置和正交不平衡现象，因此，在芯片内部每个接收子系统集成了独立的直流偏置校正、正交校正和数字滤波电路.为了在多种温度和输入信号条件下维持高性能水准，芯片还提供了自动增益控制( AGC) 系统.

在用作频谱分析时，基于上述校正电路，需要设计手动或自动的校正流程；同时为正确计算信号功率，需要关闭AGC而采用手动增益控制(MGC).

图1所示的软件无线电平台中，AD9361接收器主要实现下列功能：

a)通过调整接收端混频器本振频率，将输入的模拟RF信号下变频到不同的子带基带信号；

b)ADC采集模拟基带信号得到过采样的数字信号；

c)经过数字滤波器对信号进行滤波，并通过调整各数字滤波器的抽取系数产生需要的数据流速率.

Zynq-7000 AP SOC是Zynq-7000全可编程片上系统(Zynq-7000 All Programmable System on Chip)的缩写，它将一个双核ARM Cortex-A9处理系统(Processing System，简称PS)和Xilinx 7-Series 28 nm 可编程逻辑(Programmable Logic，简称PL)及各种外围设备集成到一个芯片上，组成了一个高集成度的片上系统(SOC)[10-13].图3为一个简化的Zynq结构模型：

图3 Zynq SOC架构Figure 3 Architecture of Zynq SOC

Zynq SOC在最外层结构上只有两部分：处理系统(PS)和可编程逻辑(PL)，PS和PL之间通过高速AXI接口进行数据的交换，这样，使用Zynq SOC既可以单独使用ARM来实现嵌入式系统的设计，又可以使用FPGA来实现各种时序逻辑和组合逻辑的设计，最为关键的是可以同时使用二者来进行更为灵活的系统级功能设计.

图1所示的软件无线电平台中，Zynq作为数字信号处理平台，主要实现下列功能：

a)通过SPI接口控制AD9361的各种参数，主要是初始化AD9361、通道校正、工作模式配置等，特别是调整AD9361的接收端本振频率实现扫频；

b)存储AD9361采集到的数据流并进行FFT计算得到频谱子带数据；

c)通过对外接口例如以太网，传输频谱子带数据到外部设备.

2)软件实现架构

在图1所示平台上实现上述频谱扫描算法的软件分别运行在处理系统(PS)和可编程逻辑(PL)上，具有软件结构复杂、功能集成度高、工具链集成度高的特点.

在PL上，采用逻辑电路实现AD9361接口、DMA控制器和大运算量的FFT谱分析的功能.PL逻辑电路架构如图4.

图4 可编程逻辑电路架构Figure 4 Programmable Logic design

PS侧采用软件工程的方法进行设计，运行于PS的软件采用分层架构，底层是操作系统，中间是驱动层，最上层是应用层.为了充分发挥ARM双核处理器的处理能力，并且折中考虑灵活性和实时性，实时操作系统选用Free RTOS.在驱动层分别实现了用于软件无线电接收机配置的SPI 驱动、频谱子带数据的DMA驱动、外部设备接口驱动.而这些驱动程序都在应用层的扫频控制器模块的控制下工作；得到子带频谱数据后，子带频谱拼接模块也在应用层实现.除了上述两个模块，应用层还支持将频谱通过外部接口(比如千兆以太网)导出、外接LCD显示等应用开发.

PS侧软件结构如图5.

图5 PS侧软件架构Figure 5 Software architecture on PS

3 实 验

本节首先给出仿真结果，然后给出在软件无线电验证平台上测试得到的结果，并加以分析.

3.1 子带频谱拼接仿真

仿真参数设置如下：

a)输入信号采用点频信号，在[1.8 GHz,2.8 GHz] 区间内随机产生具有5个频点的点频信号，并叠加高斯白噪声，归一化噪声功率谱密度为-97 dBc/Hz；

b)设置扫描频段[fs,fe]=[1.8 GHz, 2.8 GHz] ，子带带宽Bsub=40 MHz，因此frc,n=1.8 GHz+20 MHz+n·40 MHz,n=0,1,…,24.

c)设置基带采样率fsampling=200 MHz，FFT长度为16 384点，因此频率分辨率为12.2 kHz.

仿真时通过对比拼接后的频谱和直接计算的整个频段频谱，来分析算法可行性.

图6和7给出了本文算法仿真结果，截取每个Bsub内有效频谱，可以得到如图6所示每一个子带的频谱.将这些子带拼接，可以得到如图7所示的拼接频谱，与图7所示的原始频谱比较，存在单音信号处的信号功率误差小于0.5 dB，在白噪声处功率谱密度误差小于1 dB.

图6 子带频谱Figure 6 Sub bands of spectrum

图7 原始频谱和拼接频谱对比Figure 7 Comparison between original spectrum and catenated one

3.2 嵌入式频谱仪原型实验

本文所述频谱分析算法和硬件平台已经作为一个综合测试仪的一部分，嵌入到实际的仪表使用.硬件平台包括3部分，分别为信号输入预处理的阻抗变换、预放和调理电路，以及软件无线电接收器和数字信号处理平台.其中软件无线电接收器采用AD9361的开发板ad-fmcomms2来实现，数字信号处理平台采用Xilinx的开发板ZC702实现，由ad-fmcomms2和ZC702组成的频谱仪硬件原型如图8.

图8 频谱仪硬件原型Figure 8 Hardware prototype of the proposed spectrum analyzer

在实验时，选取降采样后的采样频率为20 MHz，FFT长度设置为16 384点，故频谱扫描分辨率为1.22 kHz；进一步扫描范围设置为1.8～2.8 GHz.

首先通过信号源输出3个单音信号分别位于f1=1.87 GHz，f2=2.2 GHz，f3=2.3 GHz；信号功率分别为-8 dBm、-12 dBm和-15 dBm.频谱扫描结果如图9.

图9 单音信号测试Figure 9 Single-tone test

从图9可以看出，频谱仪的底噪声在-70 dBm/10log(Bresolution)=-101 dBm/Hz，有待从频

综和信号完整性设计方面进一步提高.AD9361本身的动态范围在60 dB以上，频谱仪的动态范围取决于前端放大器配合ADC的动态范围实现，也可以进一步提高.

然后，我们设置信号源输出一个5 MHz带宽的QPSK信号，扫描得到图10和图11所示的频谱.图10(a)为设置频谱仪原型扫描带宽为1 GHz测试得到的频谱.图10(b)为设置扫描带宽为20 MHz测试得到的频谱.测试图10(b)所示的信号的信道功率为-10 dBm，与信号源输出相比误差小于1 dB.图11为与图10(b)对应的测试同时得到的相位谱.

图10 带宽为5 MHz信号测试Figure 10 Signal with 5 MHz bandwidth test

图11 带宽为5 MHz信号相位谱测试Figure 11 Phase spectrum test of signal with 5 MHz bandwidth

上述实验测试过程中，一次扫描时间为30～35 ms，用作频谱仪显示时，没有必要采用这么高的刷新频率.

4 结 语

除了各种不同性能水平的通用频谱仪，小型化、嵌入式的频谱仪在科研和生产中也得到了广泛的应用，从而对于频谱分析技术提出了新的要求.本文给出了一种结合了传统扫频式频谱仪和纯数字傅里叶变换式频谱仪的优点的频谱扫描方法，并且在一个软件无线电平台上得到了实现.仿真和实验表明，该方法和样机能够对6 GHz范围之内的频谱进行扫描，并且具有较低的噪声水平和较好的动态范围，并且能够提供相位谱.具有扫描速度快、集成度高、成本低的特点，适用于嵌入式频谱仪和无线电综测仪的应用场合.今后，进一步的工作可以在降低底噪声、提高动态范围和通道补偿等方面展开.

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Aspectrumscanningschemebasedonsoftware-definedradio

QUAN Daying, LIU Hengliang, KONG Weitai, JIN Xiaoping

(College of Information Engineering, China Jiliang University, Hangzhou 31018, China)

2096-2835(2017)03-0380-08

10.3969/j.issn.2096-2835.2017.03.018

2017-06-14 《中国计量大学学报》网址zgjl.cbpt.cnki.net

浙江省自然科学基金资助项目(No.LY17F010012).

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