李 辉 ，白鹏飞 ，李 洋 ，胡姚刚 ，宋二兵 ，王 杰 ，季海婷

（1.重庆大学 输配电装备及系统安全与新技术国家重点实验室，重庆 400044；2.重庆科凯前卫风电设备有限责任公司，重庆 401121；3.重庆三峡学院 信号与信息处理重点实验室，重庆 404000）

0 引言

近年来，双馈风电机组已成为我国大容量风电场风电机组的主要机型之一，机组单机容量的增加使得双馈风电机组并网变流器的容量随之增大，变流器作为机组电气系统中的关键部件，不仅成本较高，也是故障率最高的部件之一［1］。与双馈风电机组网侧变流器相比，由于机侧变流器长期运行于低频工作状态［2-3］，加之风电变流器功率传输具有波动性和间歇性特点［4-6］，使得其IGBT结温频繁地大幅波动，这种波动所产生的热应力反复作用，加速了IGBT模块的疲劳失效［5］。因此，为了延长风电变流器的使用寿命，提高其运行可靠性，IGBT模块状态监测和热管理技术已成为国内外学术界和工业界关注的焦点。

目前，已有学者对于提高IGBT模块的可靠性进行了一些研究。文献［7］通过在IGBT模块封装内部增设信号检测单元，从而对器件内部电信号实施监测，并采用查表的方式获得IGBT器件的实时健康状态。文献［8］通过建立IGBT结温与栅极阈值电压的函数关系间接获取结温的变化情况。文献［9］提出利用模块表壳温升变化对模块内部焊层疲劳实施监测。文献［10-11］利用模块内部电信号、热阻与IGBT结温的关系对结温进行间接测量，计算IGBT模块的剩余寿命。采用状态监测的方法对提高IGBT模块可靠性有所帮助，但目前实现起来较为困难，如需要改变模块内部结构与封装、增加额外信号监测电路及难以直接准确获取器件结温等，这都增加了额外成本和监测难度；而对IGBT模块实施有效热管理则大多从其控制策略入手，这对提高IGBT模块可靠性具有成本和可行性上的优势。如文献［12］以电压单环控制逆变器为例，通过改变开关频率减小逆变器结温；文献［13］针对变频调速系统，采用滞环控制选择PWM的调制频率，实现结温控制。通过改变调制频率可有效降低IGBT模块的开关损耗，但调制频率需在较大范围变化才会对降低结温产生效果，这对大功率变流器的控制性能及其所在系统的运行性能存在较大影响。文献［14-16］发现在不改变调制频率的基础上，和传统七段式连续空间矢量调制（CSVPWM）策略相比，五段式不连续空间矢量调制（DSVPWM）可在一个工频周期内将功率模块开关次数减少1/3，能有效降低逆变器的开关损耗。与改变调制频率相比，该方法对变流器运行性能影响较小，在对变流器控制性能要求较高的应用领域更容易被接受和采用。而当前风电变流器无论是在控制策略还是调制策略设计时，未全面深入考虑策略本身对变流器内部器件热性能的影响。该类方法的提出为降低风电变流器的开关损耗，抑制其结温提供了可借鉴的研究思路。尽管利用DSVPWM策略可有效减少变流器的开关损耗，但文献［16-17］指出DSVPWM的使用需考虑变流器的负载功率因数角。普通变流器在实际运行中的负载功率因数角变化范围较小，采用一种DSVPWM策略即可，而双馈风电机组机侧变流器运行环境与普通逆变器有着较大区别，单一DSVPWM策略可能无法满足。因此，为了利用DSVPWM策略对变流器开关损耗的影响，有必要针对双馈风电机组的运行特性，深入分析其机侧变流器功率因数角的变化范围，研究有效的IGBT结温抑制方案。

基于此，本文详细分析了双馈风电机组机侧变流器功率因数角的变化范围，并提出一种基于DSVPWM策略的机侧变流器IGBT结温抑制方案。首先，将双馈风电机组定子看作机侧变流器的“负载”，通过推导机侧变流器功率因数角的表达式，分析其功率因数角在不同机组出力下的变化范围；然后，针对机侧变流器功率因数角变化范围大，单一DSVPWM策略无法有效抑制变流器开关损耗的问题，基于其功率因数角变化范围提出对机侧变流器实施分段调制的结温抑制方案；最后，建立某2 MW双馈风电机组变流器的电-热耦合模型，对不同定子有功、无功出力下变流器的电-热性能与机组运行性能进行仿真，并与CSVPWM策略比较，验证本文调制策略的有效性。

1 基于DSVPWM策略降低变流器开关损耗的原理

1.1 不同DSVPWM策略介绍

按照零电平排列方式划分，目前主要有DSVPWMMAX、DSVPWMMIN、DSVPWM0—DSVPWM3 6 种 DSVPWM 策略［18］。其中 DSVPWMMAX、DSVPWMMIN属于120°不连续调制，由于其120°不开关扇区全位于相电压的正半周或负半周，在变流器运行过程中，会使其每相的上、下桥臂损耗不均、热应力失衡，这2种方案不适用于高功率逆变器；而DSVPWM0—DSVPWM2、DSVPWM3分别属于60°和30°不连续调制，由于其120°不开关扇区对称分布在相电压的正、负半周，可作为降低变流器开关损耗的可选调制策略。DSVPWM0—DSVPWM3的不开关扇区角α如图1所示。

由图1可知，DSVPWM0—DSVPWM3策略所对应的 α 分别为 -30°、0°、30°、±45°。

图1 DSVPWM0—DSVPWM3不开关扇区角示意图Fig.1 Schematic diagram of non-switching sectors for DSVPWM0-DSVPWM3

1.2 基于DSVPWM策略降低变流器开关损耗的思路

变流器开关损耗的表达式如下［17］：

其中，Ploss为功率器件开关损耗；Udc为开关电压；f（i）为开关电流；Fs为开关频率；K为常量。

由式（1）可知，当变流器直流侧电压Udc固定，且开关频率Fs恒定时，开关损耗的减小只能通过减小开关电流来实现。由于不同DSVPWM策略的不开关扇区角α不同，使不开关扇区位于负载电流正、负半周的最大幅值附近，才能有效降低功率模块开关损耗，故需根据变流器负载功率因数角选择DSVPWM策略。而双馈风电机组的运行特性决定了其机侧变流器功率因数角的变化范围与普通逆变器存在差别，有必要对此做进一步分析。

2 双馈风电机组机侧变流器功率因数角变化范围分析及其抑制IGBT结温策略

2.1 机侧变流器负载功率因数角分析

对于采用定子磁链定向矢量控制的机侧变流器而言，当同步速旋转坐标系d轴定向于定子磁链矢量 ψs时，其转子电压 d、q 轴分量可表示为［19］：

其中，Rr为转子电阻；ird、irq分别为转子电流 d、q 轴分量；σ=/（LsLr）为发电机漏磁系数，Ls、Lr分别为定、转子漏感，Lm为激磁电感；ωslip=ω1-ωr为转差角速度，ω1、ωr分别为同步角速度和转子旋转角速度；ψrd、ψrq分别为转子磁链 d、q 轴分量。

将转子磁链用定子磁链和转子电流d、q轴分量表示，则：

其中，ψs为定子磁链；ims为定子励磁电流。

将式（3）代入式（2）得转子电压 d、q轴分量为：

通过计算变流器的参考电压与流过变流器的负载电流之间的相位差，即转子电压ur与转子电流ir之间的相位差，可得机侧变流器的功率因数角为：

由式（5）可得机侧变流器功率因数角的瞬时值。

由式（4）—（6）可知，转子电流 d、q 轴分量 ird、irq是计算机侧变流器功率因数角的基础。而转子电流d、q轴分量直接控制机组定子侧有功、无功出力，可视为联系机侧变流器与机组定子的“纽带”。因此，本文将双馈风电机组的定子看作机侧变流器的“负载”，通过不同的定子出力推导机侧变流器功率因数角的变化范围。

基于定子磁链定向矢量控制下的定子功率表达式［20］，可反推得转子电流d、q轴分量的表达式如下：

其中，Ps、Qs分别为定子有功、无功出力。

由式（7）可知，双馈风电机组的定子有功、无功出力主要受转子侧变流器电流限制［20-21］，转子电流dq轴分量则受其最大幅值限制，需满足式（8）。

其中，Irmax为转子电流限值。将式（7）代入式（8），整理可得定子侧无功出力Qs范围如下：

为了分析双馈风电机组机侧变流器在机组不同运行工况下的功率因数角变化情况，本文以某2 MW双馈风电机组为例，机组参数如下：双馈风电机组的额定容量为2MW，额定电压为690V，极对数为2，同步风速、额定风速分别为 10.6 m/s、11.6 m/s，定子电阻为0.022 Ω，定子漏感为0.00012 H，转子电阻为0.0018 Ω，转子漏感为0.00005H，激磁电感为0.0029 H，电网频率为50 Hz，转子电流限值为2648.1 A。在常规运行工况下（-0.15＜s＜0.15，s为转差率，对应的转子转速 nr范围为 1273 ～ 1690 r/min，Ps范围为0.96～1.76MW，Irmax=2648.1 A），对机组实施最大功率点跟踪控制，基于式（10）计算得到如图2所示的该2 MW双馈风电机组的定子有功、无功边界。

图2 某2 MW双馈机组定子出力范围（-0.15＜s＜0.15）Fig.2 Stator output power range of 2 MW doubly-fed unit（-0.15＜s＜0.15）

在如图2所示的机组定子出力范围内，由式（7）、（4）分别计算出转子电流、电压dq轴分量的稳态值，进一步利用式（5）、（6）计算得到该机组在不同有功、无功出力下机侧变流器的功率因数角，如图3所示。

图3 2 MW双馈机组定子有功、无功出力与机侧变流器功率因数角关系Fig.3 Relationship among stator active and reactive power outputs of 2 MW doubly-fed unit and power-factor

由图3可知，双馈风电机组机侧变流器的功率因数角不仅与机组定子出力密切相关，且随定子有功、无功出力变化较普通逆变器变化范围更大。考虑到双馈风电机组常工作在功率因数为1的情况下，将该2 MW机组机侧变流器功率因数角稳态计算结果按Qs=0和Qs≠0这2种工况进行划分：（1）当Qs=0时，机侧变流器功率因数角的变化范围主要维持在［25°，30°］、［208°，214°］，此时，机侧变流器功率因数角的变化范围主要由定子有功出力和机组固有参数决定；（2）当Qs≠0时，机侧变流器功率因数角的变化范围明显增大，且主要受定子有功出力（或转差率s）和定子无功出力变化的影响，此时，可将功率因数角变化范围进一步划分为4种工况，如表1所示。

表1 无功出力变化下机侧变流器功率因数角变化范围Table 1 Power-factor angel variation range of rotor-side converter for different reactive power outputs

2.2 机侧变流器IGBT结温抑制策略

双馈风电机组在不同定子出力下，其机侧变流器的功率因数角在［0°，360°］内变化。因此，需要根据不同DSVPWM策略适用不同范围功率因数角的特点，按照机侧变流器功率因数角的变化范围主动选择DSVPWM策略。基于此，本文联合多种DSVPWM策略提出对机侧变流器实施分段调制。

由于机侧变流器功率因数角的变化范围超出［-90°，90°］，可以将［-90°，90°］以外的角度通过±kπ变换到［-90°，90°］范围内，再按照［-90°，90°］内的调制策略分配原则选择调制策略。参考不同DSVPWM策略所对应的逆变器功率因数角范围［16-18］，选择当 φr∈［-45°，-15°］、φr∈［-15°，15°］、φr∈［15°，45°］时分别采用DSVPWM0、DSVPWM1、DSVPWM2 策略，当 φr∈［-90°，-45°］∪［45°，90°］时，采用 DSVPWM3策略。根据以上DSVPWM策略分配原则，建立了基于变流器功率因数角变化范围的分段DSVPWM策略控制流程，如图4所示，具体步骤如下：

a.从机组控制信号中实时提取 urd、urq、ird、irq；

b.根据式（5）、（6）计算机侧变流器的功率因数角φr，得到机侧变流器功率因数角的所属范围；

c.根据图4中DSVPWM策略分配方案，选择并执行当前φr所对应的开关损耗最优调制策略。

图4 机侧变流器分段DSVPWM策略控制流程Fig.4 Flowchart of segmented DSVPWM strategy for rotor-side converter

3 仿真分析

3.1 仿真模型

为了实现对风电机组变流器的电-热分析，系统仿真模型在Simulink与电力电子热分析软件PLECS平台下联合搭建完成，仿真模型结构如图5所示。图5中，P*、Q*分别为定子有功、无功出力参考；为网侧参考电流；为直流侧参考电压。

在图5中，变流器控制模块采用如图6所示的IGBT模块等效热模型（结-壳热阻为4阶Foster等效热网络［5］）。图6 中，Tj，T为 IGBT 节点温度；Zjc、Zch分别为IGBT的结-壳热阻抗、管壳至散热器热阻抗；TH为散热器温度。IGBT模块热网络中变流器直流母线电压为 905 V，TH为 25℃；IGBT模块型号为ABB /5SNA1600N170100，开关频率为 5000 Hz；IGBT模块 Foster热网络中IGBT芯片热阻IGBT_R1—IGBT_R4分别为 7.59 K /kW、1.8 K /kW、0.743 K /kW、0.369 K/kW；IGBT芯片热时间常数 IGBT_T1—IGBT_T4分别为 202 ms、20.3 ms、2.01 ms、0.52 ms；二极管芯片热阻 Diode_R1— Diode_R4分别为 12.6 K /kW、2.89 K /kW、1.3 K /kW、1.26 K /kW；二极管芯片热时间常数Diode_T1—Diode_T4分别为210 ms、29.6 ms、7.01 ms、1.49 ms。

图5 系统整体仿真结构图Fig.5 Simulation model of doubly-fed unit system

图6 IGBT等效热网络模型Fig.6 Equivalent thermal network model of IGBT

3.2 不同运行工况下IGBT模块电-热性能仿真

由于不同 Ps、Qs直接影响并决定 φr的变化范围，为了体现分段DSVPWM策略对机侧变流器结温的抑制效果，本节分别在不同Ps和Qs工况下，对机侧变流器的电-热性能进行了仿真分析。

场景1：假定定子无功出力为零（Qs=0），初始风速为 9.2 m /s（Ps=1.05 MW、nr=1304 r/min、s≈0.13），经过5 s后风速阶跃为12 m/s（Ps=1.76 MW、nr=1690 r/min、s≈-0.13）。在该仿真环境下，对机侧变流器分别采用本文提出的分段DSVPWM和传统CSVPWM策略，得到如图7所示的机组运行性能和机侧变流器IGBT热性能仿真结果。图中，由上至下依次为 Ps和 Qs、转子转速 nr、转子电流 ir、IGBT 结温T、IGBT开关损耗Ploss、功率因数角φr的波形曲线。

对比图7（a）、7（b）波形可知：当 Qs=0，Ps分别为1.05MW和1.76MW时，机侧变流器功率因数角分别约为 214°和26°，满足前文的稳态计算范围［208°，214°］、［25°，30°］；从采用分段 DSVPWM 策略的 IGBT开关损耗波形可以看出，在每半个工频周期内的波峰附近存在一段时间的零幅值状态，从IGBT结温波形看，开关损耗为零的状态减缓了结温的持续上升，且正好位于CSVPWM策略下结温波形的峰值附近，致使IGBT结温均值与结温波动幅值较CSVPWM策略显著降低；2种调制策略下的机组定子出力、转子转速、转子电流波形基本一致，说明分段DSVPWM策略对机组及其控制系统的运行性能影响很小。

图7中12 m/s稳定风速下的IGBT结温均值Tj和结温波动ΔTj如表2所示。可以发现在12 m/s稳态风速下，与采用CSVPWM策略相比，采用分段DSVPWM策略的机侧变流器IGBT结温均值及结温波动幅值分别降低了32%和39%。

图7 不同调制策略下机组运行性能和IGBT热性能比较Fig.7 Comparison of unit operating performance and IGBT thermal performance between two modulation strategies

表2 稳态风速下不同调制策略的机侧变流器Tj与 ΔTj比较Table 2 Comparison of Tjand ΔTjbetween two modulation strategies for steady wind speed

此外，表3给出了不同输出频率下，2种调制策略的IGBT结温均值Tj和结温波动ΔTj。可以发现，在定子无功出力为零的工况下，随着输出频率降低，IGBT器件结温波动增大，而分段DSVPWM策略可有效抑制低频工况下IGBT结温和结温波动。

表3 变输出频率下不同调制策略的机侧变流器Tj与 ΔTj比较Table 3 Comparison of Tjand ΔTjbetween two modulation strategies for different output frequencies

场景2：机组定子无功出力变化工况。假定机组运行在恒定风速 12m /s（Ps=1.76MW、nr=1690 r/min）环境下，为了体现分段DSVPWM策略对IGBT结温的抑制效果，在系统稳定后要求机组定子先后于0～1 s内发出0.89 Mvar无功功率，在第1～2 s时段内发出0.15Mvar无功功率，在第2～3s时段内吸收0.95Mvar无功。此时，得到分段DSVPWM和 CSVPWM策略下的机侧变流器-电热性能仿真结果如图8所示。

从图8波形可知：当Ps=1.76 MW，Qs分别为0.89 Mvar、0.15 Mvar、-0.95 Mvar时，机侧变流器功率因数角分别约为 49°、31°、357°，与前文的稳态分析范围（［25°，60°］、［310°，360°］）一致；与采用CSVPWM 策略的机侧变流器IGBT结温相比，采用分段DSVPWM策略在0～3s内3种工况下的IGBT结温均有所降低，其中结温均值分别下降了20.3℃、23.5℃、25.6℃（降幅分别为22%、25%、27%），结温波动幅值分别下降3.7℃、3.6℃、4.2℃（降幅分别为 26%、30%、36%）；从IGBT开关损耗波形可以看出，分段DSVPWM策略可在定子无功出力变化时实现不同DSVPWM策略的快速切换，保持不开关扇区位于开关损耗波形的峰值附近，有效抑制了机侧变流器IGBT结温的持续上升；2种调制策略下的机组定子有功、无功波形基本一致，说明本文提出的分段DSVPWM策略对变流器的控制性能影响不大。

图8 不同调制策略下机侧变流器控制性能与IGBT热性能比较Fig.8 Comparison of control performance and IGBT thermal performance between two modulation strategies for rotor-side converter

4 结论

本文分析了双馈风电机组机侧变流器功率因数角的变化范围，并利用DSVPWM策略对逆变器开关损耗的影响，以机侧变流器功率因数角变化范围为依据，提出了抑制IGBT结温的分段DSVPWM策略。最后，利用搭建的双馈风电机组变流器电-热仿真模型，验证了本文所提调制策略的有效性。本文所得结论如下：

a.双馈风电机组机侧变流器功率因数角随机组出力的变化而发生改变，可将机侧变流器功率因数角的变化范围按照机组定子无功出力与否进行划分；

b.在机组出力变化过程中，分段DSVPWM策略可在φr变化时通过不同DSVPWM策略的切换，减少机侧变流器IGBT开关损耗，实现对机侧变流器IGBT结温及结温波动的有效抑制；

c.采用分段DSVPWM策略的定子出力、转子转速、转子电流、变流器功率因数角波形均与采用CSVPWM策略一致，说明采用本文所提分段DSVPWM策略对机组运行性能及变流器控制性能影响不大。

虽然本文针对结温波动的抑制问题提出了分段DSVPWM策略，并进行了电-热性能的仿真，但是不同调制策略也可能对电能质量有不同的影响，下一步将通过样机实验开展分段DSVPWM策略下较全面的比较分析，并进行工程实践方面的验证工作。

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