董钺，邢文超，邱晗，张超，杨燕

（1.天津大学电气与自动化工程学院 天津 300072；2.天津电气科学研究院有限公司天津 300180；3.天津天传新能源电气有限公司 天津 300180）

用于两相三线电网不对称负载的并网逆变器研究

董钺1，2，邢文超3，邱晗3，张超3，杨燕2

（1.天津大学电气与自动化工程学院 天津 300072；2.天津电气科学研究院有限公司天津 300180；3.天津天传新能源电气有限公司 天津 300180）

北美家用配网电压广泛采用两相三线型式，即由相位互差180°的双火线和零线组成。对于这种电压型式，并网运行的逆变器仍需考虑两相负载不对称问题。此外，对于非隔离型并网逆变器，采用直流中点与交流中性点互联的三电平拓扑可更好地抑制共模。针对北美两相三线电网电压，对非隔离型两桥臂三电平逆变器进行直流电压外环、逆变电流内环的控制，并叠加负载电流前馈，在稳定直流电压的同时实现对不对称负载电流的跟踪；同时，采用适当控制方法来抑制逆变器直流中点的偏移。最后，通过仿真与实验验证了该控制方法的有效性。

两相三线；三电平逆变器；不对称负载电流跟踪；直流中点电压稳定

北美家用配电电压广泛采用两相三线结构，即120 V/240 V/60 Hz电压制式，2根火线对零线电压相位互差180°，小功率负载接在零线与火线之间，电压120 V；大功率负载接于2根火线之间，电压240 V。

应用于这种电压制式的并网逆变器，仍需考虑负载不对称的问题。此外，户用型光伏并网逆变器通常要求尽量降低成本、减小体积、提高效率，因此在不强制要求电气隔离的情况下可采用非隔离型结构。对于非隔离型并网逆变器，采用直流中点与交流中性点互联的三电平拓扑可更好地抑制共模［1］，且直流中点可作为并网零线回路。用于两相三线电网的并网逆变器结构如图1所示。

对于户用型光伏并网逆变器，为最大程度利用光伏能量，并且实现入网功率可控，通常配有储能装置（蓄电池组）作为能量缓冲。当光伏功率大于负载功率时，多余功率向蓄电池充电；当光伏功率小于负载功率时，由蓄电池和光伏电池共同为负载供电；当负载功率超出逆变器额定容量或光伏功率不足而蓄电池已过放时，负载功率不足部分由电网承担；当光伏功率大于负载功率而蓄电池已过充时，逆变器将多余功率送入电网，如电网对入网功率有限制，则光伏由最大功率跟踪模式转变为限功率模式。

本文对图1所示的两相三线三电平并网逆变器的控制进行研究。对于户用储能型并网光伏逆变器，光伏电池和蓄电池通过直流变换器并联为直流母线，光伏通常工作于最大功率跟踪模式，蓄电池根据负载功率和光伏功率之差工作于电流环充放电模式，因此，本文采用直流电压外环、逆变电流内环并叠加负载前馈的方法对逆变器进行控制，实现既稳定直流母线电压又能跟踪不对称负载电流的目的。此外，在调制波中加入直流中点电压偏差调节量，稳定直流中点电压。最后，通过仿真与实验验证该控制方法的有效性。

图1 直流中点做零线的两相三线三电平并网逆变器Fig.1 2 Phase 3 wire 3 level grid connected inverter whose DC midpoint connecting to neutral line

1 电流比例谐振控制器的设计

为滤除逆变器输出电流中的高频分量，同时尽量减小滤波器体积，逆变器输出端采用LCL滤波，逆变器交流侧数学模型如图2所示。

图2 逆变器交流侧数学模型Fig.2 Mathematic model of inverter AC side

图2中，Lf为滤波电感；Cf为滤波电容；L为并网电感；Ui为逆变器交流输出电压；if为逆变器出口电流；UI为滤波电容支路电压；Us为电网电压；is为逆变器输出电流。

对于两相三线负载，由于两相电压互差180°而非90°，很难直接通过矢量变换变为直流量进行控制，而将某一相电流相移90°又会影响其动态特性，因此本文采用比例谐振控制器（PR）对交流电流进行控制，该方法与旋转坐标系下的PI控制器等效［2］。

由图2可得逆变器输出电流is与逆变电压Ui之间的传递函数为

由于谐振点的存在，电流环传递函数在谐振频率处不稳定。

若以逆变器出口电流if做反馈，则与逆变电压Ui之间的传递函数为

而逆变器最终的控制目标为交流输出电流is（并入电网、流入本地负载），因此，以电流if做反馈的逆变器输出电流is的传递函数如图3所示。

图3 逆变器出口电流做反馈的输出电流传递函数Fig3 Output current transfer function with inverter current feedback

在图3中，图3a与图3b等效，由图3b可以看出，采用逆变器出口电流做反馈，等效于在并网电流反馈结构中加入LCfs2项，此时逆变器输出电流的开环传递函数变为

对比式（3）和式（4）可知，二者在分母中相差PR×LCfs2项。而该项的存在，正好使开环传递函数的共轭极点具有负实部。因此，采用逆变器出口电流if做反馈，可以起到有源阻尼［3］的作用。

此外，在电流控制器输出端叠加电网电压前馈，可加快电网电压波动时的电流响应速度，并减轻电网电压畸变引起的逆变电流的低次谐波，使逆变器输出电流与电网电压近似解耦。

2 直流电压控制器的设计

2.1 直流电压环的设计

如图1所示，逆变器交流输出端除并入电网外，还接入本地负载。按图中方向所示，逆变器输出电流与入网电流的代数和即为本地负载电流。

由于户用储能型光伏并网逆变器光伏电池通常工作于最大功率跟踪模式，而蓄电池作为能量缓冲工作于电流环充放电模式，因此，逆变器以稳定直流输入电压为控制目标，同时，在容量范围内跟踪负载电流。为实现此目标，采用电流环外加直流电压环、在电压环输出端叠加负载电流作为前馈的结构。由于直流电压环输出为直流量，并对应逆变器输出电流中的有功分量；同时还需要根据无功功率（或功率因数）给定对逆变电流的无功分量进行控制，因此，以电网电压矢量为基准对逆变电流有功分量和无功分量给定进行旋转坐标变换，变换为交流量后，与负载电流叠加作为电流环给定。

控制结构如图4所示。

图4中，Udc为逆变器直流母线电压；Q为逆变器输出的无功功率；为电流有功分量给定；为电流无功分量给定；iLa,iLb为经限幅后的本地负载电流。

由于直流电压环的输出经旋转坐标变换后，其正方向与整流方向相对应，因此，需要取反后与负载电流叠加，方可对应逆变方向。而且，由于逆变器无功控制的目标为输出到电网或本地负载的无功功率，因此无功功率的反馈用电流is与电网电压来计算。

对于图4所示的控制结构，在稳态且电池未过充、过放的情况下，由于蓄电池的充放电功率可以保证逆变器直流输入功率与本地负载功率相等，故而直流电压环几乎不起作用；在瞬态过程或电池过充、过放等不能按功率给定输出时，直流电压环输出的有功功率，正好为负载功率与逆变器直流输入功率的差值。而为保证直流电压恒定，逆变器交流输出功率必与直流输入功率相等，与负载功率的差值由电网承担，因此，直流电压环输出的功率在这种情况下可以看作是电网功率，即如下式所示：

式中：PDCLoop为逆变器直流电压环输出功率；PL为负载功率；PinvDC为逆变器直流侧功率；PinvAC为逆变器交流侧功率；PG为逆变器从电网取电功率。

逆变器直流电压环传递函数如图5所示。

图5 直流电压环传递函数Fig.5 Transfer function of DC link voltage loop

图5中，iin为直流母线输入逆变器的电流。由图5可知，直流电压环存在非线性，是因为电力电子装置输入端与输出端之间的状态变量需要与开关函数相乘的缘故。如下式所示：

其中，SW为逆变器开关函数，相当于控制变量，而直流电压Udc、逆变器交流电压Ui、逆变器出口电流if为状态变量。

2.2 直流中点电压的控制

对于二极管钳位三电平逆变器，直流中点电压平衡控制是重要的环节［4-6］。本文中的逆变器，采用双载波调制方法（如图6所示），载波fr1调制1，3管，fr2调制2，4管。在该调制方法的基础上，将正半母线与负半母线电容电压差值经调节器形成补偿量，叠加到调制波上，来消除逆变器中点电压的偏移。

图6 直流中点电压控制Fig.6 Control of DC link midpoint voltage

图6中，Uia,Uib分别为逆变器2个桥臂的调制信号，Δu为直流中点电压补偿量。将此补偿量叠加至2个桥臂的调制信号，可见，逆变器输出电压正短矢量（PO）的时间由Tp1变为Tp2，负短矢量（ON）时间由2×Tn1变为2×Tn2，满足下式：

由式（7）可见，加入补偿量Δu后，正短矢量作用时间延长而负短矢量作用时间缩短，当逆变器工作于逆变状态时，正半母线电容放电、负半母线电容充电，直流中点电压升高；同理，Δu为负时直流中点电压降低。

由此，可得出直流中点电压控制结构如图7所示。

图7 直流中点电压控制结构Fig7 Control structure of DC link midpoint voltage

图7中，Udc1为正半母线电压；Udc2为负半母线电压。当Udc1＞Udc2时，输出的Δu为正，使中点电压升高，反之使中点电压降低，可维持中点电压稳定。当逆变器工作于整流状态时，同样的开关矢量对应的电流方向相反，因此Δu需与逆变状态时相反。

3 仿真与实验波形

针对北美用户的两相三线三电平逆变器相关参数为：额定电压120 V/240 V，额定频率60 Hz，额定容量5 kV·A，直流母线电压400 V，光伏电池额定功率5 kW，蓄电池额定电压48 V，蓄电池容量50A·h。

图8、图9为逆变器在一相空载、一相2.5 kW负载时，正半母线电压和负半母线电压、逆变器输出电流的仿真波形。

图8 不对称负载时逆变器正半母线电压与负半母线电压仿真波形Fig.8 Positive and negative half DC link voltage waveforms with unbalance load

图9 一相空载一相满载的逆变器输出电流仿真波形Fig.9 Inverter output current waveforms with 1-phase no load and 1-phase rated load

由图8可见，直流正、负半母线电压在动态过程后保持一致。图9中，逆变器输出电流可以跟踪不对称负载电流。而逆变器空载相输出小电流，原因是逆变器以if做反馈，if为零时逆变器输出电流即为滤波电容电流。

图10、图11为逆变器在两相对称、不对称负载时的试验波形，逆变器参数与仿真相同。

图10 两相对称输出额定功率时的直流中点电压和逆变输出电流波形Fig 10 DC link midpoint voltage and inverter output current waveforms with 2-phase rated load

由图11可见，空载相逆变输出电流为滤波电容电流。

Research on Grid Connected Inverter Applied to Two Phase Three Wire Grid and Unbalance Load

DONG Yue1，2，XING Wenchao3，QIU Han3，ZHANG Chao3，YANG Yan2
（1.School of Electrical Engineering and Automation，Tianjin University，Tianjin300072，China；2.Tianjin Research Institute of Electric Science Co.，Ltd.，Tianjin300180，China；3.Tianjin TRIED New Energy Electric Co.，Ltd.，Tianjin300180，China）

The type of North American domestic distribution voltage is two phase three wire，which consist of two live wires having phase difference180°and one neutral wire.Gird connected inverter applied to this voltage is also confronted with unbalance load.And then，three level structure with DC link midpoint connected to neutral point is adopted to restrain common mode voltage of non insolated grid connected inverter.The method of the outer DC voltage loop and the inner inverter current loop was adopted，which adding load current feed-forward，to achieve stabilization of DC link voltage and track of unbalance load current.Then，proper method was adopted to stable DC link midpoint voltage.The control method is validated by the simulation and experiment.

two phase three wire；three level inverter；track of unbalance load current；stabilization of DC link midpoint voltage

TM464

A

10.19457/j.1001-2095.20161209

董钺（1981-），男，博士，高级工程师，Email：dongyue@tried.com.cn